文/張文俊

電子戰(zhàn)是現(xiàn)代化戰(zhàn)爭的一個重要戰(zhàn)場，包括電子干擾，電子偵察，電子摧毀等作戰(zhàn)方式。

其中雷達信號偵察的準確性和實時性作為其中重要的關鍵因素，直接影響電子干擾和電子的摧毀的效果，隨著現(xiàn)代雷達也高速發(fā)展，雷達的種類和體制類型也發(fā)生了巨大的變化，雷達信號從窄帶設計到寬帶設計，信號形式從固定頻率到線性調頻等寬帶信號。雷達的體制由機械掃描變?yōu)橄辔粧呙?，陣面形式從模擬陣面到數(shù)字陣面。如SAR等大帶寬信號廣泛用于雷達中，最大信號帶寬達到了2GHz或者更高?，F(xiàn)代電子偵察需要適應雷達的變化情況，從而大帶寬的雷達信號偵察方法成為了雷達偵察的迫切需求，原有的窄帶電子偵察系統(tǒng)已經無法滿足需求。

1 電子偵察系統(tǒng)特點的變化

原有的電子偵察系統(tǒng)，一般瞬時帶寬設計采用模擬陣面，形成多個模擬接收波束，單次駐留的帶寬為幾百兆，模擬形成波束后一般采用信道化處理，參數(shù)測量得到常規(guī)的五大參數(shù)，射頻(RF) 、到達角( DOA) 、到達時間( TOA) 、脈沖寬度( PW) 和脈沖幅度( PA)，然后進行預分選和分選得到輻射源信息。頻率采用掃描方式，對于單次的駐留，由于瞬時帶寬對于2G帶寬的信號存在接收不完整，造成信號難于完整分辨，通常只能采用預估和推算的方式進行預測合并，但是經常出現(xiàn)無法完成合并情況，導致最終出現(xiàn)多個分段的分裂信號。信號分裂的原因，主要有以下兩個，一是接收機的瞬時帶寬不夠，二是一次偵收駐留中由于采用了數(shù)字信道的處理，造成了信號的分裂。瞬時帶寬不夠的問題可以通過提高瞬時帶寬來解決，但是由于器件的技術水平的限制，瞬時帶寬不能無限提高，而且瞬時帶寬太大會造成系統(tǒng)的瞬時動態(tài)下降的問題。綜合考慮，瞬時帶寬不夠可以利用數(shù)字陣面的波束靈活的方式采用把一個大陣面分成多個子陣，每個子陣面同時獨立偵收，每個子陣面覆蓋的頻率范圍不同，這樣可以解決瞬時帶寬比信號帶寬小造成的信號分裂的問題。數(shù)字信道化處理帶來的問題，可以采用不使用數(shù)字信道化的方法，但是不使用數(shù)字信道化的方法就會使系統(tǒng)的靈敏度和瞬時動態(tài)下降，由于使用其他方法提升靈敏度會造成設備量太多且成本代價太高，系統(tǒng)設計時一般都會選用數(shù)字信道化的方法。

2 系統(tǒng)設計原理

對于大帶寬的問題帶來的問題，系統(tǒng)設計時可采用多子陣同時覆蓋不同頻率范圍的方法。如一個2.9G帶寬的信號子陣劃分示意圖如圖1。

陣面分為5個子陣，F(xiàn)為射頻覆蓋的頻率覆蓋范圍中心頻率，瞬時帶寬為600M，子陣1覆蓋頻率為F-300到F+300，子陣2覆蓋頻率為F+280到F+880，子陣3覆蓋頻率為F+860到F+1460，子陣4覆蓋頻率為F+1440到F+2040，子陣5覆蓋頻率為F+2020到F+2620。這樣對于一個瞬時帶寬600M的陣面就可以完成一個瞬時2.9G帶寬的信號接收。

系統(tǒng)設計流程為AD采樣后經過數(shù)字波束形成后形成寬帶波束，然后進行信道化處理，參數(shù)測量，子陣內融合，子陣間融合，信號分選。流程圖如圖2。

2.1 大帶寬線性調頻信號特點

線性調頻（LFM）信號，具有低截獲高增益特點，且多普勒容限適應范圍廣，是現(xiàn)代雷達最常用的信號形式，LFM信號也稱Chirp 信號，其數(shù)學表達式為：

圖1：子陣頻率排布示意圖

圖2：系統(tǒng)處理流程圖

圖3：典型的chirp信號

式中fc為載波頻率，為矩形信號，

圖4：頻率信道化的多相濾波實現(xiàn)

圖5：LFM信號時域圖和頻域圖

圖6：信道化后仿真圖（信道1-4）

圖7：信道化后仿真圖（信道5-8）

圖8：信道化后仿真圖（信道9-12）

圖9：信道化后仿真圖（信道13-16）

圖10：信道化后前4個信道的瞬時頻率

圖11：信道2和3的瞬時頻率放大圖

這里所討論的大帶寬的信號的指的是原始信號的帶寬大于一個信道的帶寬的信號，這樣的寬帶信號做完信道化后每個子信道都有一段信號，每一段信號的帶寬稍大于一個信道的帶寬。

2.2 數(shù)字信道化實現(xiàn)

數(shù)字信道化采用多項濾波的方法，基于多相濾波的信道化接收機的主要原理是把頻帶均勻劃分成若干信道，將各個信道的頻譜搬移到零中頻，經過低通濾波器后再進行信號的檢測、頻率等參數(shù)估計。通過信道化處理，原本的寬帶信號被劃分成多個信道，每個信道都是相對的窄帶信號，可以對每個信道的信號并行進行包絡檢波和參數(shù)測量，這樣大大減少了信號處理平臺的吞吐壓力，使得寬帶信號處理成為可能。數(shù)字信道化由于寬帶噪聲能量平均分配到每個窄帶寬的信道中，同時信號能量為減少，這樣就可以提高信號的信噪比，可增加信號的靈敏度和瞬時動態(tài)范圍，且多項濾在工程實現(xiàn)上消耗資源小，易于實現(xiàn)，因此選用多項濾波的處理方法。

多相濾波信道化是一種利用相互鄰接的窄帶濾波器組實現(xiàn)多頻道精確頻率測量的濾波方法。多相濾波信道化通過一組覆蓋整個頻段的濾波器將頻段劃分為若干個子頻段（信道），每個濾波器的輸出就是一個信道輸出。示意圖見圖4。

圖12：信道交疊處瞬時頻率誤差

圖13：2個信道交疊部分瞬時頻率

圖14：2個信道交疊部分瞬時頻率（局部放大）

為消除信道間的偵收盲區(qū)，實際應用信道化實現(xiàn)時，抽取倍數(shù)可設為2/D（D一般是2的冪次，2，4，8，16等），這樣經過多相濾波方法的信道化處理，一個寬帶接收信號轉化成D個窄帶信號，每個信道的采樣帶寬為偵收帶寬的2/D倍，后續(xù)實時信號處理就全部在窄帶上完成。

3 信號融合

系統(tǒng)設計為多子陣，每個子陣覆蓋不同的頻率范圍，如一個2G的信號，使用5個子陣每個子陣覆蓋500M，這樣2G的信號可以完全覆蓋，每個子陣交疊30M設計為濾波器的過渡帶。這樣2G的信號可以完成全覆蓋。但是必然會出現(xiàn)信號分裂，為了得到完整的信號需要進行子陣內融合和子陣間融合處理。

子陣內融合處理主要把由于數(shù)字信道化的造成的信號分裂進行融合。以一個帶寬430MHz的線性調頻信號，脈寬400us，周期800us的信號，原始頻譜如圖5所示。

信道化分為16個信道，每個信道為30M，數(shù)字信道化后處理結果如圖6-圖9。

從仿真的結果看到，大帶寬的信號在每個信道都有一段，完整的信號被分段了。每個信道大約為30M帶寬，但是由于信號為大帶寬信號，在每個信道的都有，這時脈寬和頻率都已經分裂了，無法得到完整脈寬和頻率信息，在此種情況下，如何準確還原原有的信號的脈寬和頻率信息成為一個難點。

3.1 信號特性判斷方法

先對相鄰信道的瞬時頻率進行分析，采用一個帶寬430MHz的線性調頻信號，脈寬400us，周期800us的信號，做16個信道的信道化。圖10是信道化后前4個信道的瞬時頻率圖，圖11為2和3信道局部放大圖。

相鄰信道包絡交疊有500點，共10us，交疊處逐點頻率誤差仿真圖見圖12。

由仿真結果看出相鄰的信道包絡交疊處的流水值頻率，2個包絡交疊處的頻率變化趨勢相同，值也相近，誤差小于0.15MHz，信道交疊部分誤差小于0.1MHz。圖13和圖14為2個信道交疊部分瞬時測頻的仿真圖，圖13為全部500點交疊點的瞬時頻率，圖14為局部放大圖。

由圖中可以看出2個信道交疊部分的瞬時測頻誤差非常小，且變化趨勢相同。

可以使用以下準則，滿足以下3個條件都認為該信號為同一個信號。

（1）時域交疊；

（2）頻域交疊，相同TOA的瞬時頻率相近；

（3）頻率變化特性相同，符合相同的線性關系。

3.2 信號融合的實現(xiàn)

由于信道化濾波器的相鄰信道設計時采用5M的交疊，每個信道上的信號都有一部分其他信道的信號，在時域上有完全交疊的，采用分析時域交疊部分的頻率變化特性，如果相同且符合線性關系，則可以判斷為相同的信號。對判斷為相同的信號后再做脈寬和頻率等內容的重組，形成完整的信號。

子陣內由于信道多，脈沖多，采用逐點測頻的方法，先把信號包絡上的每一個點的瞬時頻率測出，結合每個脈沖的到達時間，形成到達時間和瞬時頻率二維表格，對具有時域交疊的脈沖進行兩兩匹配，把到達時間和頻率進行匹配，如果2個脈沖時域交疊部分，瞬時頻率能夠大致相等，變化趨勢也相同，頻率跳變點的到達時間也相同。

為滿足50萬脈沖流的指標，脈沖每個點的瞬時頻率的測量和脈沖匹配需要超強的計算能力，經過分析由于信號在信噪比大于12dB的情況下，測頻的方法可已采用相位差分的方法，此方法對信噪比大于12dB的信號測頻是接近于理想的卡拉美羅線，脈沖中所有點的瞬時頻率都可測得，下一步進行交疊的脈沖的匹配，可以在FPGA中實現(xiàn)，流程如下：

所有信道數(shù)據對齊同步，各個信道同步包絡檢測，同時流水測頻，同步寄存保持包絡內的頻率和TOA，判斷相鄰信道內包絡時域是否交疊，如交疊則比較交疊部分的相同TOA的頻率是否相同，如相同則2個信道內的脈沖，是同一個信號，重新生成新的TOA和頻率，依次兩兩比較匹配結合，為了保證能夠能夠實現(xiàn)流水設計，如果不使用流水設計，需要緩存所有的測頻和TOA數(shù)據，這樣硬件資源是無法承受的，這樣流水設計需要設計2個匹配器，一個負責匹配頻率隨時間變大的信號，一個負責匹配匹配頻率隨時間變大的信號，這樣所花的資源是最小的，用能夠保持實時性，實現(xiàn)完全流水的處理，匹配完成后統(tǒng)一進行信號的重組，重新計算起始頻率，結束頻率，TOA，PW，PA，得到完整的脈沖，這時為了進行子陣間脈沖融合，必須把脈沖包絡的起始和結束部分的頻率和TOA對應表記錄下來，形成PDW字，送到CPU中緩存下來，再進行子陣間處理。

3.3 匹配器設計

圖15：擬合后對比圖

圖16：擬合后對比圖（局部放大）

圖17：交疊處瞬時頻率特性

圖18：場景2交疊處擬合后對比圖

匹配器的設計方法為先找到信道化濾波器交疊的頻率點，由于信道化濾波器設計為有5M交疊，保留脈沖交疊處頻率交疊處正負2.5M的交疊的TOA和測頻數(shù)據，分別取出2個信道的交疊處的時域包絡，分別進行頻率調制斜率和起始頻率的估計，由于最小二乘估計方法不需要數(shù)據的概率模型，計算簡單，我們采用最小二乘法來估計這2個參數(shù)。由于此處測量的信號為線性調頻信號，瞬時頻率理論真值可表示為信道化后得到的是按照時間采樣的瞬時頻率序列。但是由于噪聲的存在，每個瞬時頻率的都有一個誤差ε，這樣單個采樣點的信號測量值可表示為由于ε是一個零均值的隨機變量，真值和觀測值的絕對誤差為需要所有n個點的絕對誤差在平方和最小，為最佳擬合，可用下式表示對于線性調頻信號存在著線性關系，符合最小乘的準則，且有固定的計算解法。具體求解過程可，參考文獻[8,9]。

rnn（在不誤會時，rnn簡記為r）反映了變量t和F之間的線性關系的親密程度，稱為相關系數(shù)，用下式定義

顯然|r|≤1,當|r|=1時，稱為完全線性，當|r|越接近1，線性相關越大。當采樣點大于10個點時，|r|≥0.95時可以認為線性度特別高，存在線性調頻信號。如果相鄰的信道的都存在線性調頻信號，采用信道1的擬合值去計算信道2瞬時頻率的相關系數(shù)r，如果|r|≥0.95時可以認為2個信道是相關的且是線性相關，可以認為這2個信道的分裂信號可以拼接成同一個信號。

場景1：采用430MHz的線性調頻信號，脈寬400us，周期800us的信號仿真，對于1和2信道，擬合后和測量值對比見圖15和圖16，圖15是全局圖，圖16是局部放大圖。

計算得到相關系數(shù)如下：

信道1的擬合相關系數(shù)r=0.9999

信道2的擬合相關系數(shù)r=0.9999

信道1擬合和信道2的瞬時測頻的結果r=0.9999。

信道2擬合和信道1的瞬時測頻的結果r=0.9999。

可以準確判斷為同一個信號進行融合。

場景2:430MHz的線性調頻信號，脈寬20us，周期800us的信號仿真，此信號的調頻斜率較大，1us變化21MHz，采用同樣的處理方法，和調頻斜率較小的場景1信號相比，只是交疊部分的采樣點較少，場景1交疊部分有500點，場景2只有15點，2個信道交疊處瞬時頻率特性見圖17。

由圖17可看出頻率變化趨勢相同，采用線性擬合的方法，分別計算1和2信道擬合值和相關系數(shù)，擬合后和測量值對比如圖18。

計算得到相關系數(shù)如下:

信道1的擬合相關系數(shù)r=0.9937;

信道2的擬合相關系數(shù)r=0.997;

信道1擬合和信道2的瞬時測頻的結果r=0.997;

信道2擬合和信道1的瞬時測頻的結果r=0.9937。

通過場景1和2仿真可看出，該匹配器對于頻率調頻斜率較大的信號也具有較好的效果，具有準確的分辨能力。

3.4 子陣間融合

子陣間融合采樣的方法和子陣內相似，主要增加一步為子陣之間的頻率系統(tǒng)差的標定，用于去除不同子陣模擬通道的頻率響應不同帶來的系統(tǒng)差，去除子陣間系統(tǒng)差后處理方法同子陣內融合。

4 結束語

本文討論了大帶寬線性調頻信號的處理方法，從滿足系統(tǒng)要求的角度分析了需求和難點，分析了整個系統(tǒng)設計的方法和處理流程，詳細分析了采用多子陣和信道化流程帶來的信號分裂問題，采用最小二乘的線性擬合匹配的方法實現(xiàn)分裂的大帶寬信號的融合和重組，并給出了流程中每個步驟所使用的方法，仿真了設計的結果。