胡雪巖，王永成，賁廣利

（中國科學院長春光學精密機械與物理研究所，長春 130033）

固態(tài)繼電器（Solid State Relay，SSR）是一種全部由固態(tài)電子元件組成的新型無觸點開關器件［1］，具有無電磁干擾、開關速度快、穩(wěn)定性好、壽命長等特點，可實現(xiàn)弱電對強電的控制，這使得固態(tài)繼電器在軍事、航空航天等領域內的應用越來越廣泛。

具有容性負載的空間有效載荷，在上電瞬間，由于容性負載兩端的電壓變化，會產生浪涌電流，如不對浪涌電流加以抑制，很容易對載荷以及開關器件造成損傷［2-5］。浪涌電流的強度與輸入電壓、開關速度以及空間載荷阻容特性具有直接關系［6］。

針對空間有效載荷地面測試中浪涌電流導致固態(tài)繼電器過載失效進行分析，并提出一種浪涌電流抑制電路主要參數(shù)的設計方法。

1 浪涌電流致固態(tài)繼電器過載失效

在某型號空間有效載荷的總控及配電單元中應用IR公司RDHB710SE20A2SP固態(tài)繼電器作為總控及配電單元控制后端模塊上下電的執(zhí)行元件，圖1為應用示意圖，總控單元通過FPGA控制信號實現(xiàn)對后端模塊電源的開關控制。

圖1 SSR應用示意圖

空間有效載荷在發(fā)射之前，需經過多項測試，在對該型號空間有效載荷總控及配電單元控制后端模塊上下電功能進行測試時，使用電子負載模擬后端模塊，在完成上電功能測試后，無法完成對電子負載的下電操作，排故發(fā)現(xiàn)，固態(tài)繼電器輸出端短路，即固態(tài)繼電器內部IRHNJ67230型號MOSFET的漏極和源極始終處于導通狀態(tài)，失效分析的結果為使用過程中出現(xiàn)過載導致固態(tài)繼電器輸出端短路，圖2為固態(tài)繼電器失效分析時內部圖。

圖2 SSR失效器件內部展圖

通過分析地面測試過程，推斷在電子負載上電的過程中產生了浪涌電流，致使固態(tài)繼電器過載損壞，為了驗證推斷的準確性，對電子負載上電瞬間的浪涌電流進行了測試，測試裝置主要有電子負載、磁保持繼電器、示波器、直流電源和電流鉗，電子負載為南京艾德克斯公司的IT8800，直流電源為美國是德公司的N8700，磁保持繼電器為桂林航天電子的1JB40-1，示波器為美國是德公司的DS0S104A，電流鉗為是德公司的N2781B，圖3為電子負載上電瞬間浪涌電流測試結果，結果顯示，使用磁保持繼電器給電子負載上電瞬間產生幅度50A左右的浪涌電流，表明電子負載在上電瞬間確實會產生浪涌，初步將固態(tài)繼電器失效故障定位。

圖3 電子負載浪涌測試結果

磁保持繼電器與固態(tài)繼電器的開關特性有所不同，測試實驗中用磁保持繼電器代替實際地面測試中使用的固態(tài)繼電器，可能會導致電子負載在測試實驗中產生的浪涌電流與在實際地面測試中產生的浪涌電流有所差異，在確認電子負載在上電瞬間會產生浪涌電流后，為進一步驗證固態(tài)繼電器失效故障定位的準確性，進行了復測實驗，遵循先前載荷地面測試流程，載荷的總控及配電單元控制固態(tài)繼電器完成對電子負載的上電操作后，無法完成對電子負載的下電操作，故障問題得到復現(xiàn)，圖4為復測實驗結果，結果顯示，使用固態(tài)繼電器給電子負載上電瞬間產生的浪涌電流幅度達到150A左右。

圖4 SSR故障復測實驗結果

固態(tài)繼電器內部MOSFET的數(shù)據(jù)手冊中給出如圖5所示的最大安全工作區(qū)域，x軸為漏源極電壓VDS，y軸為漏極電流ID，圖中顯示，在某一VDS下，ID幅度的極值會隨持續(xù)時間的不同而有所不同，但其最大值為64A左右，復測實驗結果顯示的150A浪涌電流遠超出其安全工作區(qū)域，固態(tài)繼電器故障問題得到定位。

通過測試實驗與復測實驗，可將固態(tài)繼電器過載失效的原因定位于電子負載在上電瞬間產生的浪涌電流幅度過大，超出固態(tài)繼電器的安全工作區(qū)域，因而導致固態(tài)繼電器過載損壞。

圖5 IRHNJ67230安全工作區(qū)

2 構建浪涌電流模擬源

浪涌電流模擬源是能夠產生所需浪涌電流的電路，在載荷地面測試中，由于電子負載在上電瞬間的浪涌電流已經導致固態(tài)繼電器的過載失效，該型號的固態(tài)繼電器以及地面測試設備價格昂貴，為確保不損壞電子負載等測試設備，在浪涌電流得到有效抑制前，不繼續(xù)使用電子負載，利用浪涌電流模擬源替代電子負載進行浪涌抑制電路的設計及性能測試；而且，電子負載阻容特性固定，在外部條件一定時，浪涌電流確定，通過浪涌電流模擬源可定制不同幅度的浪涌電流；同時，為方便計算與仿真，應該搭建出模擬電子負載上電瞬間產生浪涌電流的等效電路模型，構建成本低、結構簡單、易于在仿真軟件及計算軟件中搭建出的等效電路模型，解決在仿真軟件及計算軟件中無法添加電子負載模型的問題。

圖6 浪涌電流模擬源結構示意圖

電子負載在上電瞬間產生浪涌電流的主要原因是由于容性負載兩端電壓變化引起的，故采取如圖6所示RC并聯(lián)電路構建浪涌電流的模擬源，RC電路在仿真軟件和計算軟件中可方便獲取電路模型，可在計算和仿真中替代電子負載；由于該型號空間載荷的后端模塊的穩(wěn)定工作電流為1A，供電母線電壓為100V，所以浪涌電流模擬源的電阻R選取100Ω，保證浪涌電流模擬源在上電穩(wěn)定后的工作電流與后端模塊穩(wěn)定工作電流一致；浪涌電流模擬源的電阻確定后，模擬源浪涌電流的幅度由模擬源可變電容箱容值決定，外部條件固定時，可變電容箱容值不同，上電產生的浪涌電流不同，圖7為根據(jù)浪涌電流模擬源電路模型計算得到的不同容值下浪涌電流模擬源產生的浪涌電流，x軸為電容，y軸為時間，z軸為浪涌電流幅度。

圖 7不同容值下浪涌模擬源產生浪涌電流的計算結果

為進一步確定浪涌電流模擬源的浪涌電流與容值的關系，在10μF～100μF區(qū)間，間隔10μF取值進行仿真，圖8為仿真結果，與計算結果基本一致，計算與仿真相互驗證，有助于準確、高效地選取合適的浪涌電流模擬源電容參數(shù)。

圖8 不同容值下浪涌電流模擬源仿真結果

預構建100A左右的浪涌電流，參照圖 8，容值在50μF左右，為方便搭建實際浪涌模擬源，選取常用的47μF電容，圖9為對47μF浪涌電流模擬源仿真結果，從圖可知，在浪涌電流模擬源電路電壓上升階段產生了幅度為93A左右的浪涌電流。

根據(jù)浪涌電流模擬源的電阻、電容參數(shù)，搭建實際的浪涌電流模擬源電路，并進行浪涌電流的實測，測試設備有美國是德公司的N8700直流電源，桂林航天電子的1JB40-1磁保持繼電器，美國是德公司的DS0S104A示波器，是德公司的N2781B電流鉗，圖10為浪涌模擬源的實測結果，與仿真結果基本一致，浪涌電流的幅度為95A左右。

圖9 47μF浪涌電流模擬源仿真結果

圖10 47μF浪涌模擬源實測結果

3 浪涌電流抑制電路

為解決測試過程中電子負載在上電瞬間產生的浪涌電流幅度過大致使固態(tài)繼電器過載失效的問題，在電子負載前端引入了浪涌電流抑制電路，其結構如圖11所示，輸入端接入供電電源，輸出端接入浪涌電流模擬源替代的負載，選取P溝道MOSFET實現(xiàn)低壓側開關，為增強浪涌抑制電路的穩(wěn)定性和可靠性，阻容元件采取備份形式，其中R1=R2，R3=R4，C1=C2。

圖11 浪涌抑制電路結構示意圖

3.1 浪涌抑制電路的工作原理

浪涌抑制電路加在電源和負載之間，起到緩沖的作用［7］；在沒有浪涌抑制電路時，負載上電瞬間的電路模型可等效為輸入電源直接加到具有RC等效特性的負載兩端，容性負載兩端的電壓變化率較大，自然會產生較大的浪涌電流［8］；有浪涌抑制電路存在時，在輸入電源電源上電后，MOSFET初始處于關閉狀態(tài)，輸入電源先通過電阻分壓對MOSFET柵極外接電容C1、C2進行充電，當電容的電壓達到MOSFET柵源極的門限電壓，MOSFET的漏極和源極開始逐漸導通［9］，直至完成對后端負載的加電［10］，相對于無抑制電路時減緩了加在負載兩端電壓的變化速率，進而抑制負載在加電過程中產生的浪涌電流［11］，而抑制電路的參數(shù)直接決定著浪涌抑制電路的抑制能力。

3.2 浪涌抑制電路主要參數(shù)設計

（1）MOSFET的選取

浪涌電流抑制電路主要由MOSFET、電阻和電容構成，MOSFET實現(xiàn)低壓側開關的功能，故選擇P溝道MOSFET，且要求MOSFET漏源極擊穿電壓超過負載的供電電壓，并留有余量；MOSFET漏極電流的選擇要綜合考慮到供電母線可提供的最大電流及抑制后浪涌電流的幅度，保證MOSFET的漏極電流可承受整個工作過程中出現(xiàn)的最大電流。

基于該空間有效載荷的實際設計情況，浪涌抑制電路中作為低壓側開關的MOSFET選取IR公司型號為IRFM350的P溝道MOSFET，該款MOSFET的漏源極擊穿電壓達到400V，該型號空間有效載荷總控及配電單元完成對后端模塊100V電源的控制，即輸入電壓VI為100V，漏源極擊穿電壓滿足需求；該款MOSFET的漏極電流為14A，而系統(tǒng)設計要求浪涌電流幅度不超過10A，滿足需求。

（2）電阻參數(shù)

在確定浪涌抑制電路所用的MOSFET之后，先根據(jù)MOSFET的柵極電壓參數(shù)以及預設的MOSFET柵極工作電壓確定電阻R1-R4取值的相對關系；規(guī)定R1=R2=X,R3=R4=Y,C1=C2=Cx，MOSFET的極限柵極電壓為VGS，MOSFET柵極開啟電壓為VGS（th），VI為母線輸入電壓，Vw為預設柵極工作電壓（柵極外接電容充電完成后的電壓值），電阻參數(shù)的確定要考慮以下因素：

一、保證當某一電阻出現(xiàn)斷路故障時，浪涌抑制電路仍可以正常工作，柵極外接電容電壓要大于MOSFET柵極開啟電壓VGS（th），且不超過MOSFET的極限柵極電壓VGS，電阻參數(shù)需要滿足以下條件：

①R1-R4均正常條件下：

②R3、R4其中一個出現(xiàn)斷路故障條件下：

③R1、R2其中一個出現(xiàn)斷路故障條件下：

綜合上述三種條件，可得到X與Y的關系如下：

浪涌抑制電路所選Mosfet柵極極限電壓VGS為±20V，柵極開啟電壓VGS（th）為2～4V，代入可得：

由于：

故：

代入具體參數(shù)可得：

二、在滿足上述取值范圍要求的情況下，還應考慮R1～R4為抑制電路的輸入電阻，應遠大于電源輸出電阻，且應盡量降低浪涌抑制電路的功耗，故應適量提高電阻取值的量級。

綜合考慮到浪涌抑制電路功耗以及輸入阻抗的因素，將電阻阻值的量級定位在兆級，實際R1與R2的阻值選擇為常用阻值3300K，設計中，在電阻阻值滿足設計范圍要求的前提下，建議盡量提高柵極的預設工作電壓Vw，由MOSFET性質可知，MOSFET的導通電阻RDS（on）隨著Vw的增大而減小，進而減少MOSFET的導通功耗［12］，提高系統(tǒng)效率；故而，按X=8Y選擇R3和R4阻值，考慮到實際電阻阻值選取的可實現(xiàn)性及方便性，實際R3和R4的阻值選擇為412K。

（3）電容參數(shù)：

在電阻阻值參數(shù)確定后，可借助仿真軟件以及數(shù)學計算軟件完成MOSFET柵極外接電容參數(shù)的設計，針對浪涌抑制電路所示電路結構，當輸入電壓為VI時，根據(jù)霍爾定律可推導出電容兩端電壓UC(t)如下式：

令：

可得：

從上式可看出，阻值確定后，UC(t)是時間和容值的函數(shù)，不同的容值可提供不同的柵極電壓波形，而MOSFET漏源極的導通特性與柵極電壓有直接關系，所以通過調節(jié)電容的容值可調節(jié)MOSFET漏源極的導通特性，進而調節(jié)浪涌抑制電路的抑制能力，圖12為不同容值時，電容上電壓的變化情況，x軸為電容，y為時間，z為電壓，可看出在其余參數(shù)固定時，電容容值越大，電壓上升速度越緩慢，即充電時間越長。

圖12 MOSFET柵極外接電容電壓隨容值、時間的變化

將（13）中UC(t)指定為常量VGS(th)，可得到下式：

上式表明：MOSFET柵極外接電容電壓達到VGS(th)所需時間與電容容值正相關，圖13為不同容值柵極外接電容達到同一電壓值所需時間的趨勢，圖中每條曲線為一條等柵極電壓曲線，其中包含MOSFET柵源的門限電壓VGS(th)，即漏源極開啟電壓，可看出，隨著容值的增加，達到同一電壓所需時間越長，達到MOSFET柵源的門限電壓VGS(th)所需時間也就越長，漏極極開始導通時間越長，即浪涌電流發(fā)生時間的延遲越長。

圖13 不同容值柵極外接電容達到同一電壓值所需時間

通過仿真預測浪涌抑制電路所選電容值對浪涌電流的抑制能力，構建浪涌電流模擬源，通過對浪涌電流模擬源的浪涌電流抑制結果進行分析，選取適當?shù)娜葜?。在選擇柵極外接電容容值時，要平衡對浪涌電流的抑制能力與浪涌電流的延遲時間，浪涌電流的延遲時間越長，負載上電開機所需時間越長，在將浪涌電流抑制到符合系統(tǒng)對浪涌電流設計要求的前提下，盡量避免縮短延遲時間。

構建完浪涌電流模擬源電路及選定浪涌抑制電路的MOSFET及電阻參數(shù)后，借助仿真完成浪涌抑制電路電容參數(shù)的選取，圖14為浪涌抑制電路結合浪涌電流模擬源的仿真電路結構。

圖14 浪涌抑制電路仿真結構示意圖

浪涌電流模擬源的R、C參數(shù)在構建浪涌電流模擬源電路時確定為100Ω和47μF；浪涌抑制電路的電阻參數(shù)已經確定為3300K和412K；電阻參數(shù)確定后，浪涌抑制電路的抑制能力取決于MOSFET柵極外接電容，圖15為一定范圍內不同容值的浪涌抑制電路對浪涌電流抑制情況的仿真結果，從圖中可看出：容值越大，浪涌電流延遲越大，浪涌電流幅度越小，故可依據(jù)此仿真結果，根據(jù)想要的浪涌電流抑制效果，選取浪涌抑制電路柵極外接電容的容值。

圖15 不同容值浪涌抑制電路的抑制能力

4 實測實驗

根據(jù)仿真結果，選取浪涌抑制電路電容容值為0.01μF，圖16為對0.01μF柵極外接電容的浪涌抑制電路的仿真結果，從圖中可看出，浪涌電流模擬源前端加入浪涌抑制電路后，浪涌電流的幅度為9A左右，浪涌電流的延遲時間約為700μs左右；依據(jù)設計參數(shù)搭建實際的浪涌電流模擬源及浪涌電流抑制電路進行實測，測試設備有美國是德公司的N8700直流電源，桂林航天電子的1JB40-1磁保持繼電器，美國是德公司的DS0S104A示波器，是德公司的N2781B電流鉗，圖17為實測結果，實測的浪涌電流幅度為7.5A左右，浪涌電流的延遲時間約為700μs左右，與仿真結果基本一致。

圖16 0.01μF浪涌抑制電路仿真結果

圖17 0.01μF浪涌抑制電路實測結果

通過對比圖10和圖17的實測結果可看出，在未加入浪涌抑制電路之前，浪涌電流的幅度為95A，加入浪涌抑制電路后，浪涌電流幅度為7.5A，說明依據(jù)該方法設計的浪涌抑制電路參數(shù)搭建的浪涌抑制電路對浪涌電流起到了很好的抑制效果。

5 結論

為解決空間有效載荷地面測試過程中浪涌電流致使固態(tài)繼電器過載損壞的問題，在測試中增設浪涌抑制電路，借助仿真及計算的方法實現(xiàn)對浪涌抑制電路主要參數(shù)的設計，實驗表明，利用該浪涌抑制電路參數(shù)設計方法，可高效地完成對浪涌抑制電路參數(shù)的設計，設計出的浪涌抑制電路可有效抑制地面測試中電子負載在上電瞬間產生的浪涌電流，完成對該型號空間有效載荷總控及配電單元控制后端模塊上下電功能的測試。