賈飛飛 劉培濤 薛泉

摘要 能夠支持雙低頻4T4R的MIMO基站陣列天線已成為目前運營商布網(wǎng)主流，當采用常規(guī)設計時，往往造成天線尺寸過大、風載荷過高等問題.在MIMO陣列天線小型化設計時，由于各陣列間距離縮小，電磁耦合急劇上升，導致各天線水平面波束寬度惡化，性能下降嚴重.針對此問題，提出了一種小型化陣列天線設計方法.采用波束合成技術(shù)，利用一種功率比隨頻率變化的新型不等功分電橋復用一組輻射單元，這樣每列天線均可復用一個窄波束寬度單元，再通過該窄波束單元與其他寬波束單元合成理想的水平面波束寬度，提升天線覆蓋性能.實測結(jié)果表明：采用本文陣列天線設計方法能夠得到收斂的水平面波束寬度，范圍在56°～68°，同時具有較好的增益和系統(tǒng)隔離度，大幅改善了天線性能.

關(guān)鍵詞MIMO陣列天線;基站天線;4T4R天線陣列;水平面波束合成;寬帶電橋

中圖分類號TN828.6

文獻標志碼A

0?引言

隨著移動通信向后4G和5G發(fā)展，運營商開始逐步清退2G網(wǎng)絡，清退后的700～900 MHz頻譜由于良好的空間傳輸特性被運營商重新利用起來，能夠同時支持700～900 MHz與1 700～2 600 MHz的超寬帶雙頻雙極化天線成為研究熱點[1-2].隨著運營商開始深耕低頻網(wǎng)絡，支持4T4R的雙低頻MIMO天線成為運營商主流需求.常規(guī)設計時[3]，MIMO天線列間距往往在一個波長左右，以確保每列天線均能獲得良好的輻射性能，這就導致天線尺寸過大，占用了大量寶貴鐵塔資源，同時尺寸大使得天線風載荷過大，風險系數(shù)增加.

為了縮小天線尺寸，改善小尺寸后雙低頻MIMO陣列天線的輻射特性，許多陣列設計方式相繼被提出.文獻[4]最先提出了利用波束合成的方式改善小型化雙低頻天線波束寬度的設計思路，給出一種L形陣列布局方式，即兩個輻射單元組陣形成一個窄波束寬度輻射單元.該窄波束輻射單元與其他寬波束輻射單元進行波束合成，得到較優(yōu)的水平面波束寬度性能，然而該方法由于每列天線都需要一個窄波束單元，增加了天線長度，并不是優(yōu)選方案.文獻[5]提出了一種利用電橋復用窄波束單元的方案，該方案避免了增加天線長度，通過在饋電網(wǎng)絡中加入一個弱耦合電橋，電橋直流端輸出的主激勵信號與耦合端輸出的輔助激勵信號同時對一水平二元陣激勵，從而獲得所需要的窄波束單元，但由于電橋在整個頻段內(nèi)具有相同的功率分配比，導致水平面波束寬度收斂性未得到解決.

為解決上述問題，本文提出了一種進一步改善雙低頻MIMO陣列天線水平面波束寬度的方法.通過設計出一種功率分配比隨頻率變化而變化的不等功分電橋[6-7]，在低頻段該電橋具有近似等功率的分配比，漸變到高頻段該電橋的功率分配比逐步加大，從而使得復用的二元陣在低頻段獲得較窄的波束寬度，而在高頻段獲得較寬的波束寬度[8].具有該特性的二元陣方向圖與其他陣元方向圖進行疊加，使得雙低頻天線陣列半功率波束寬度具有很好的收斂性，提升了天線的覆蓋性能.

1?小型化雙低頻MIMO天線陣列分析

雙低頻MIMO基站天線通常是指在690～960 MHz具有65°水平面半功率波束寬度，同時支持4T4R的基站天線系列.受限于較低的工作頻段，該類天線往往具有較寬的截面尺寸，運營商在部署時遇到諸多困難.為解決小型化難題，建立如圖1所示簡單陣列模型，對小型化雙低頻MIMO陣列天線的主要影響因素進行分析.

對該類天線進行小型化設計通常有兩種思路：1）輻射單元小型化設計;2）縮小兩個低頻陣列的列間距.通過對兩種設計思路進行多種嘗試，發(fā)現(xiàn)對雙低頻MIMO陣列天線而言，兩個低頻陣列的列間距是限制天線尺寸是否能縮小的關(guān)鍵.列間距的縮小將造成兩列低頻陣列間電磁耦合急劇上升，耦合到另一列陣列上的電磁能量增大將帶來更多的寄生輻射，從而使天線的水平面半功率波束寬度急劇變寬.

以中心頻點825 MHz設置不同的陣列間距進行仿真，結(jié)果如表1所示.當陣列間距僅有825 MHz的0.6倍波長時，690 MHz與960 MHz波束寬度均較寬，且690 MHz波束寬度惡化至87°附近，可見波束寬度已惡化至不可接受;而當陣列間距增大至825 MHz的0.9倍波長時，690 MHz與960 MHz波束寬度均收窄至65°附近，均具有較好的輻射特性.此時對應的列間距約為330 mm，若以此間距設計天線的整體尺寸將寬至550 mm左右，運營商不接受如此寬的天線.

2?小型化雙低頻天線陣列設計及功率分配比隨頻率可變電橋設計

2.1?小型化雙低頻天線陣列設計

為實現(xiàn)雙低頻天線小型化，必須縮小其列間距，在小的列間距下保障天線的輻射性能成為研究重表1?列間距與雙低頻天線水平波束寬度的關(guān)系點.如圖2所示，利用波束合成技術(shù)，提出兩種小型化陣列設計方式.兩個輻射單元以水平組陣的形式替代原先一個輻射單元，兩個輻射單元水平組陣后將得到一個較窄的波束寬度，用此窄波束寬度陣元與其他寬波束寬度陣元進行波束合成，綜合后，天線陣列將得到一個較優(yōu)的波束寬度范圍.

圖2a給出一種L形陣列組陣方式，額外增加一組輻射單元，每列天線各自擁有一組水平組陣單元，從而利用該水平組陣單元收窄天線陣列波束寬度，但是該方案需增加天線的長度.圖2b給出一種利用電橋，兩個陣列復用一組水平組陣單元，在不需要加長天線的基礎上同樣起到收窄天線陣列波束寬度的目的，但是，該收窄特性屬于線性收窄，即原先波束寬度較為發(fā)散的特性未得到改善.

基于上述考慮，本文在圖2b方案的基礎提出一種改進設計方案，引入一種功率分配比隨頻率變化而變化的不等功分電橋，電橋在不同頻點處具有不同功率響應.利用該特點，使得電橋饋電的水平二元陣具有與其他天線陣元相反的波束寬度特性，從而在收窄天線波束寬度的同時，使得天線整體的波束寬度范圍更為收斂.設計思路如表2所示，將二元陣波束寬度變化的斜率與其他陣元波束寬度變化的斜率相反設計，從而使綜合后的天線陣列方向圖收斂特性較圖2b方案大幅提升.需注意的是，表2中采用的陣列間距為825 MHz的0.7倍波長.

2.2?功率分配比隨頻率可變電橋設計

利用二元陣天線陣列特性，單元間功率差距越大波束寬度越寬的特點，提出對功率分配比隨頻率可變電橋的設計要求，即在690 MHz頻率其功分比為1∶1，功分比隨頻率的變化近似線性變化，在960 MHz頻率功分比漸變?yōu)?∶4.

利用一段1/4波長反方向終端短路的耦合線代替?zhèn)鹘y(tǒng)電橋3/4波長段的作用，可以適當拓展電橋的工作帶寬[4-5].本文利用兩段1/4波長反方向終端短路交趾耦合線來代替?zhèn)鹘y(tǒng)電橋3/4波長段，以進一步拓展電橋的工作頻段.經(jīng)過仿真優(yōu)化，所需功率分配比隨頻率可變電橋最終結(jié)構(gòu)如圖3所示.

由仿真結(jié)果（圖4）可以看出，所設計的電橋在690 MHz功率分配比為近似等功率設計，在960 MHz功率分配比近似為4∶1.表3給出了所設計電橋在兩個邊頻點與中心頻點對應的功率分配情況.同時，所設計電橋輸入端口回波損耗在-27 dB以下，兩輸入端口隔離在-24 dB以下.采用該功率分配比的二元陣，可在690 MHz附近獲得較窄的波束寬度，在960 MHz附近獲得較寬的波束寬度，能夠滿足表2中小型化雙低頻天線陣列的波束合成要求.

3?驗證與實測

根據(jù)理論及仿真結(jié)果，對所得電橋及雙低頻天線進行加工驗證.圖5為所設計電橋的加工實物圖.圖6為該電橋的測試結(jié)果，與仿真結(jié)果基本一致，滿足設計需求.

利用該功率分配比隨頻率可變電橋，研發(fā)一款小型化雙低頻4T4R天線.該驗證天線由兩列五單元天線陣列組成，列間距近似選取中心頻點825 MHz的0.7倍波長，約為250 mm，每列天線的陣元間距選取中心頻點825 MHz的0.75倍波長，約為275 mm，整個雙低頻4T4R陣列天線的長寬為1 400 mm×440 mm，遠遠小于常規(guī)設計時的天線尺寸，達到天線小型化目的.采用圖2b所示方案，每個陣列的第一個輻射單元組成水平二元陣，由所設計電橋進行饋電，通過該電橋每列天線復用該二元陣作為各自的第一個陣元，達到收斂水平波束寬度的設計目的.圖7為該小型化雙低頻4T4R天線的測試結(jié)果，可以看出690～960 MHz頻段內(nèi)天線的水平波束寬度范圍為57°～69°，在63°±6°范圍內(nèi)，達到收斂水平波束寬度的目的.

4?結(jié)束語

本文針對小型化雙低頻4T4R天線陣列所遇到的瓶頸問題進行了分析，找到限制天線小型化的原因.隨后，本文引入一種功率分配比隨頻率可變的電橋，在工作頻段的低頻部分使電橋兩個輸出端口近似等功率設計，高頻段兩個輸出端口有較大的輸出功率比.利用波束合成技術(shù)，使得電橋饋電的二元陣波束寬度與小型化雙低頻天線其他陣元的波束寬度具有相反的變化趨勢，從而在波束合成后獲得較為收斂的水平面波束寬度，大幅提升了小型化雙低頻4T4R天線的覆蓋性能，具有極高的工程應用意義.

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