任虹霞，李 楊，郭 斌

(西安微電機研究所，西安 710077)

0 引 言

近年來世界各國都在大力發(fā)展多旋翼無人機(以下簡稱無人機)，無論是在軍事方面還是在民用方面都得到了廣泛的應用。多旋翼無人機動力系統(tǒng)由電機、電調和螺旋槳構成。其中電調和電機是無人機動力的核心，對無人機的整體穩(wěn)定性和動態(tài)特性起著關鍵的作用。電調就是無人機電機的伺服驅動系統(tǒng)，至今該伺服驅動系統(tǒng)發(fā)展已歷經了三代。第一代無刷驅動系統(tǒng)就是以無刷直流(Brushless Direct Current, BLDC)電機為載體的方波驅動系統(tǒng)，通過檢測反電動勢的過零點進行換相控制，調節(jié)PWM占空比得到可調電壓，對電機進行調速，但由于其轉矩脈動大，所以催生了第二代驅動系統(tǒng)；第二代驅動系統(tǒng)是以BLDC電機為載體的正弦波驅動系統(tǒng)，代表作有大疆的E800、E310等；隨著無人機行業(yè)應用的拓展，如植保無人機、物流無人機的出現，催生了第三代驅動系統(tǒng)；第三代驅動系統(tǒng)就是以PMSM(Permanent Magnet Synchronous)電機為載體的FOC(Field Oriented Control)磁場定向驅動系統(tǒng)。FOC驅動系統(tǒng)從根本上解決了動力系統(tǒng)的輸出轉矩脈動、換相堵轉以及動態(tài)響應等問題，能夠滿足重載高性能無人機的動力需求。

1 基于單電阻檢測的轉子位置估計方法

1.1 轉子位置估計的基本原理

執(zhí)行FOC算法時，需要檢測電機轉子位置和速度。在無人機上使用的伺服驅動系統(tǒng)為了滿足惡劣環(huán)境下使用及低成本條件，采用無位置控制PMSM。國內外學者對PMSM的無位置傳感器控制技術提出了各種轉子位置估算的方法。文獻【1】提出了適合高速運行的磁鏈位置估算法，模型參考位置估計算法，基于狀態(tài)觀測器的位置估算法，文獻【2】提出了適用于低速和停止狀態(tài)的位置檢測方法，高頻注入法和脈振高頻信號注入法。這類方法在電機三相繞組注入特定的電壓(電流)信號，利用電機的凸極性，從反饋電壓(電流)中分離出轉子位置信息，能夠較好的實現低速和零速下的轉子位置估計，但是只適用于內嵌式磁鋼的永磁同步電機。

在無人機上使用的電機是多對極表貼磁鋼的永磁同步電機，且對于零速和低速要求較低，本文選擇了鎖相環(huán)加磁鏈位置估算的結構為基礎的無位置控制策略。

永磁同步電機的繞組電壓方程在α-β坐標軸的表達式整理為

(1)

故在α-β坐標系下的電壓和電流值可計算得到轉子的反電動勢，對轉子的反電動勢積分可以得到轉子磁鏈。由于純積分環(huán)節(jié)很難實現轉子磁鏈的準確估算，本文采用的IRMCF341芯片提出了使用改進的積分器進行位置估算，改進后的傳遞函數為

(2)

其中，Tf=RC，電容的隔直功能可以濾掉直流分量和低頻干擾信號。可以有效抑制直流偏移量的影響。然后將估算出來的轉子磁鏈信息通過一個鎖相環(huán)得到轉子的角度信息，其框圖如圖1所示。

圖1 鎖相環(huán)結構框圖

輸入信號及輸出信號經過鎖相環(huán)的鑒相器得到

(3)

再經過環(huán)路濾波器后可得

(4)

其中，

(5)

θe(t)=sin[(ωIN-ωOUT)t+θIN-k0uc(t)/p]

(6)

式中，θe(t)為瞬時相差，其中Δω0=ωIN-ω0是固有頻差；而k0uc(t)為控制頻差；令F(S)=1,則式(4)轉換為uc(t)=kdΔθ(t)帶入上式且求導可得

Δθ=Δω0-KΔθ(t)

(7)

式中，K=kdk0,解方程得到

(8)

通過實際轉子位置θr和轉子角度的估計值θe的差Δθ，通過鎖相環(huán)后得到高精度的轉子速度ωe和角位置θe。

1.2 單電阻采樣電流重構

伺服驅動系統(tǒng)中一般通過采樣繞組的電流值獲取ia，ib，ic信息，然后根據CLARK變換獲得iα和iβ電流，但是這種方法成本高，在本文的方案中采用了單電阻采樣母線電流，然后重構相電流，這種技術的最大好處是降低成本，且使電路簡化,但難點是對硬件線路板設計要求較高。在采用IRMCF341控制的方案中，單電阻采樣電路的設計決定了整個系統(tǒng)是否能成功實現。采樣時刻的選擇對整個系統(tǒng)的性能也有重要作用。

利用當前PWM對應的電路狀態(tài)，采用合適的延遲時間避開母線電流振蕩采到真實的母線電流，再將采到的各個時刻的電流按SVPWM的時序進行重組即可得到三相電流。根據逆變器輸出的電壓矢量圖，可以看到在1區(qū)，PWM和母線電流的對應關系如圖2所示。

圖2 1區(qū)的柵極驅動電路波形

電機電流重構電路在PWM周期的有效矢量期間測量直流母線電流。當施加電壓矢量V1時，電流從正母線進入U相繞組，然后通過V相繞組和W相繞組返回負母線。在圖2中，從正母線來的直流電流等于U相電流。當施加V2矢量時，回到負母線的直流電流等于W相電流。因此，在每個區(qū)間，可以測量到兩相電流，第三相電流值可以計算出來，因為三相電流之和為零。

2 驅動系統(tǒng)的硬件設計

2.1 IRMCF341簡介

IRMCF341是美國國際整流器(IR)新推出的針對變頻家電無傳感器控制應用的高性能低成本電機控制IC。它采用最先進的基于磁場定位的矢量控制技術，利用單電阻電流采樣即可實現電機的三相電流重構,從而實現了FOC電流環(huán)和速度環(huán)雙閉環(huán)矢量控制，驅動方式為180°正弦波。IRMCF341內含2個高性能的處理引擎，一個是8位高速8051核，另一個是用于電機無傳感器控制的16位電機控制引擎(MCE)。8051核的執(zhí)行速度為每兩個系統(tǒng)時鐘一個指令(如：60MIPS@120MHz系統(tǒng)時鐘)。8051核和MCE處理器:之間可以通過雙端口RAM交換數據從而實現數據監(jiān)視和指令輸入的功能。MCE包含了基于硬件電路控制電機所需的所有控制資源，如PI調節(jié)器、矢量旋轉、角度估計器、乘法/除法器、低損耗SVPWM以及單電阻電流采樣/重構等等。復雜的無傳感器控制算法中的關鍵要素(如：角度估計器)全部是已經定義好的控制模塊，用戶可以通過使用與Matlab/Simulink環(huán)境無縫連接的圖形化編譯器來設計自己的電機控制算法(在Matlab/Simulink環(huán)境下通過連接各單元功能模塊并編譯即可)。

2.2 驅動系統(tǒng)的主控電路的設計

主控芯片采用IRMCF341,晶振采用的是4M的無源晶振，通過芯片內部的鎖相環(huán)設置為50 MHz的工作頻率，由于IRMCF341不具備片上的EEPROM所以在外圍設計了存儲程序和存儲數據的兩片EEPROM，驅動上電后自動從程序EEPROM將程序加載至片內的RAM中，母線電流的檢測結果除了直接接入芯片內部運放進行電流重構外，還設計了一個比較器，對電流進行保護，當電流超出保護值外，輸出一個信號將PWM的輸出關閉，圖3為主控電路圖。

圖3 主控電路

2.3 驅動系統(tǒng)的功率逆變電路的設計

圖4為功率逆變電路的原理圖，本文采用了低壓MOSFET構成的三相逆變橋，逆變橋上的浮動電壓由自舉電容提供，采用IRS2103作為前級驅動芯片，運行前3個下管同時開通給自舉電容充電，給上橋臂提供電源電壓，使用這種方案的好處是減少了開關電源獨立電源的個數，大大降低了成本和復雜性。

圖4 三相逆變橋

3 試驗結果及分析

本實驗采用800 W外轉子正弦波多對極永磁同步電機,額定電流是15 A,額定轉速3000 r/min，22對極，電壓輸入采用DC24V單相電源。因為電機的極對數較多，PWM的斬波頻率選擇了20 kHz，保證重構出的相電流波形正弦性良好。

圖5為監(jiān)測得到轉速和W相電流波形；圖6為示波器監(jiān)測的母線電流波形，都是在系統(tǒng)實際運行測量的波形。

圖5 3000 r/min轉速和電流波形

圖6 母線電流波形

根據圖5可看到，在額定負載下2.54 Nm的情況下，電機運行平穩(wěn)，相電流波形良好。

4 結 語

本文對無位置正弦波伺服驅動系統(tǒng)在無人機上的應用進行了研究，分析了各種無位置轉子估算方法的優(yōu)缺點，分析了單電阻采樣電流重構的原理，并推導了鎖相環(huán)的數學模型。在此基礎上利用IRMCF341設計了無位置伺服驅動系統(tǒng)，經過試驗驗證，解決了BLDC電機力矩波動大，換相堵轉的問題并且成本低，具有實際應用價值。