程明，周葉華，姜建飛,2

(1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十六研究所，嘉興 314033；2.通信信息控制和安全技術(shù)國(guó)防重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，嘉興 314033)

0 引言

短波通信，這一傳統(tǒng)的通信方式，由于其通信距離遠(yuǎn)、成本低廉、抗打擊毀壞能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，在軍事遠(yuǎn)程通信、無(wú)線電導(dǎo)航、授時(shí)系統(tǒng)、廣播等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-3]。盡管自20世紀(jì)70年代以來(lái)，隨著衛(wèi)星通信的異軍突起，衛(wèi)星通信在相當(dāng)大的程度上取代了短波通信，但隨著人們對(duì)衛(wèi)星通信的易損耗性、耗資巨大等局限性的認(rèn)知，短波通信又重新得到重視。從軍事角度而言，沒(méi)有一種單一的遠(yuǎn)程通信可以滿足所有需求，因而世界上主要發(fā)達(dá)國(guó)家的C4ISR系統(tǒng)都部署了短波通信系統(tǒng)，而且發(fā)揮著越來(lái)越重要的作用[4-7]。其中，0.3～300 kHz用于超遠(yuǎn)程海軍通信，0.3～30 kHz多用于潛艇通信和無(wú)線電導(dǎo)航，500 kHz～15 MHz用于無(wú)線電廣播，2～30 MHz(HF(high frequency)頻段為主)用于三軍超視距通信、陸軍戰(zhàn)術(shù)移動(dòng)通信、我國(guó)BPM授時(shí)系統(tǒng)等[8-12]。短波頻段電磁頻譜異常擁擠和復(fù)雜，因此要求短波接收機(jī)必須具有大動(dòng)態(tài)的特點(diǎn)，而研制大動(dòng)態(tài)接收機(jī)必然需要高純度頻率源作為本振，因?yàn)轭l率源的相位噪聲和雜散抑制影響接收機(jī)的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度，同時(shí)換頻速度也影響接收機(jī)的偵察搜索速度及截獲能力，因此研制高純度的頻率源是研制高性能短波接收機(jī)的關(guān)鍵技術(shù)。

1 方案原理

現(xiàn)因某機(jī)載工程需要，需要研發(fā)一款高性能大動(dòng)態(tài)短波接收機(jī)，工作頻段為HF頻段：2～30 MHz。HF接收機(jī)的一本振頻率為：76.8～104.8 MHz，要求頻率源具有小步進(jìn)、捷變頻、高純度等特點(diǎn)。下面對(duì)其詳細(xì)指標(biāo)和設(shè)計(jì)方案進(jìn)行論述。

1.1 主要技術(shù)指標(biāo)要求

用于HF接收機(jī)的高純度頻率源的主要技術(shù)指標(biāo)要求如下：

①輸出頻率范圍：76.8～104.8 MHz；

②頻率步進(jìn)：1 Hz；

③雜散抑制：≥85 dB；

④相位噪聲：≤-140 dBc/Hz@10 kHz；

⑤換頻速度：≤10 μs；

⑥標(biāo)頻輸入：100 MHz，0～5 dBm,相噪優(yōu)于-155 dBc/Hz@10 kHz。

⑦頻率準(zhǔn)確度與穩(wěn)定度：同外部標(biāo)頻。

1.2 方案選擇

目前，頻率合成的方法一般包括如下幾種：直接頻率合成技術(shù)、鎖相頻率合成技術(shù)(PLL)和直接數(shù)字頻率合成技術(shù)(DDS)。

①直接式頻率合成技術(shù)運(yùn)用倍頻器、分頻器、混頻器、諧波發(fā)生器等部件，對(duì)頻標(biāo)源進(jìn)行加減乘除運(yùn)算，采用濾波器取出所需的頻率；具有換頻速度快、相噪低等優(yōu)點(diǎn)，但體積較大，雜散抑制也很難做好。

②鎖相式頻率合成技術(shù)利用鑒相器、分頻器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器等器件組成，鎖相環(huán)鎖定后輸出特定頻率,具有電路簡(jiǎn)單、成本低、體積小等優(yōu)點(diǎn)。

③直接數(shù)字頻率合成技術(shù)采用數(shù)字電路技術(shù)得到離散的數(shù)字序列，然后經(jīng)過(guò)D/A變換得到模擬信號(hào)，具有換頻速度快、頻率分辨率高、體積功耗小等優(yōu)點(diǎn)[13]。

經(jīng)過(guò)慎重考慮和評(píng)審，課題組認(rèn)為該高純度頻率源采用鎖相式頻率合成技術(shù)與直接數(shù)字頻率合成技術(shù)相結(jié)合的方案比較合適，兼具低相噪、高分辨率、高雜散抑制、捷變頻等優(yōu)點(diǎn)。

1.3 詳細(xì)設(shè)計(jì)方案

具體方案如圖1所示，該方案采用鎖相式頻率合成技術(shù)與直接數(shù)字頻率合成技術(shù)相結(jié)合的方式，主要由鎖相源和DDS兩部分組成，鎖相源用做DDS的時(shí)鐘，鎖相源頻率為900/1 000 MHz,時(shí)鐘選擇可變的原因是為了規(guī)避DDS某些雜散。鎖相源輸出頻率fCLK(即DDS時(shí)鐘)可用下面公式表示：

fCLK=N·fPD,

(1)

式(1)中，N為環(huán)路分頻比，對(duì)于該方案N為9或10；fPD為環(huán)路鑒相頻率，對(duì)于該方案fPD為100 MHz。

DDS輸出頻率fDDS可用下面公式表示：

(2)

式(2)中，F(xiàn)TW為DDS的頻率控制字，假定DDS有32 bit控制字。

該方案主要由以下單元組成：鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器(VCO)、放大器、功率分配器、DDS、低通濾波器等。工作原理如下，輸入標(biāo)頻為100 MHz，來(lái)自超低相噪恒溫晶振，標(biāo)頻分頻比R=1；鑒相頻率為100 MHz；環(huán)路分頻比N=9或10。高純度頻率的DDS頻標(biāo)為900/1 000 MHz，需要100 MHz鑒相才能做到最低相噪，分頻比為9/10。AD公司的(鎖相環(huán)路)PLL，集成VCO芯片，具有體積小的優(yōu)點(diǎn)，在低鑒相頻率時(shí)(20 MHz以下)鑒相器基底噪聲為-230 dBc/Hz，具有較好的基底噪聲，但在100 MHz鑒相時(shí)鑒相器基底噪聲只有-220 dBc/Hz，有較大惡化，并且該類集成芯片換頻速度一般超過(guò)100 μs，做不到捷變頻。DDS集成的時(shí)鐘倍頻功能，使用的集成VCO噪聲較差，鑒相器在100 MHz是基底噪聲也不是最低，因此不適合本方案。PEREGRINE公司PE33241芯片，在100 MHz鑒相時(shí)基底噪聲仍然可以做到-230 dBc/Hz，為目前行業(yè)最低水平；并且該芯片采用并行控制，在換頻發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)可以做到最快速度；采用鑒相芯片PE33241自己搭建鎖相環(huán)，可以選用分離的性能較好的集成VCO，從而使鎖相環(huán)輸出900/1 000 MHz具有更好的相位噪聲[14-15]。經(jīng)環(huán)路鎖定后，VCO輸出頻率為900/1 000 MHz，用作DDS的時(shí)鐘信號(hào)，通過(guò)控制DDS，輸出76.8～104.8 MHz信號(hào)。DDS輸出具有一定的時(shí)鐘雜散，因此需要加低通濾波器加以濾除，該低通濾波器的截止頻率可以設(shè)計(jì)為120 MHz。

圖1 頻率源方案

1.4 與上一代方案比較

上一代HF接收機(jī)用頻率源的主要技術(shù)指標(biāo)如下：①接收機(jī)工作頻段：HF頻段；②頻率步進(jìn)：10 Hz；③相位噪聲：≤-133 dBc/Hz@10 kHz；④換頻速度：≤50 μs；⑤雜波抑制：≥85 dB。

因?yàn)槭苤朴诋?dāng)時(shí)的元器件水平等原因，上一代HF接收機(jī)用頻率源的方案比較復(fù)雜，基本原理如圖2所示，詳細(xì)方案可見(jiàn)參考文獻(xiàn)6[16]。該方案主要由以下幾部分組成：①標(biāo)頻分配電路；②大步進(jìn)環(huán)路；③梳狀譜發(fā)生器電路；④DDS小步進(jìn)電路；⑤主鎖相環(huán)；⑥預(yù)置電壓電路。頻標(biāo)為100 MHz恒溫晶振信號(hào)，然后3分路用作各自標(biāo)頻。通過(guò)梳狀譜和大步進(jìn)混頻環(huán)實(shí)現(xiàn)大步進(jìn)功能，通過(guò)DDS實(shí)現(xiàn)小步進(jìn)，主鎖相環(huán)的VCO1鎖定后輸出相對(duì)比較高的頻率，然后再通過(guò)分頻器N除下來(lái)，得到比較高的雜散抑制和低相噪。換頻速度主要通過(guò)預(yù)置頻率電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)，但也很難做到捷變頻。

與上一代方案比較，新方案具有如下優(yōu)點(diǎn)：①方案大大簡(jiǎn)化，只需一個(gè)環(huán)路和DDS即可實(shí)現(xiàn)；②因?yàn)椴辉傩枰喹h(huán)電路，因此可以實(shí)現(xiàn)捷變頻，這對(duì)接收機(jī)而言是個(gè)重要進(jìn)步；③可以實(shí)現(xiàn)更低的相位噪聲。

1.5 DDS工作流程

DDS是該頻率源的關(guān)鍵電路，應(yīng)對(duì)DDS工作流程特別重視，DDS工作流程設(shè)計(jì)的優(yōu)劣將決定該頻率源能否可靠的工作，本方案的DDS工作流程如圖3所示[17-18]。

注：DDS為直接數(shù)字頻率合成器；PD為鑒相器；LF為低通濾波器；VCO為壓控晶振器；MIX為混頻器；REF為頻標(biāo)

圖3 DDS工作流程示意圖

2 性能分析與仿真

該方案的性能分析與仿真，是基于已知芯片性能的基礎(chǔ)上展開(kāi)，因此有必要說(shuō)明一下主要芯片的性能。

①PLL芯片(PE33241)：整數(shù)分頻，5/6預(yù)分頻模式最大工作頻率為4 GHz，10/11預(yù)分頻模式最大工作頻率為5 GHz；鑒相器基底相噪為-230 dBc/Hz(5/6預(yù)分頻模式)；最大鑒相頻率為100 MHz，標(biāo)頻輸入最大為100 MHz；具有并行和串行控制模式[19]。

②DDS芯片(AD9910):最大時(shí)鐘1 GHz，具有時(shí)鐘倍頻功能，模擬輸出最大400 MHz；14位DAC，32 bit控制字，頻率分辨率0.23 Hz；最大串行控制速率70 Mbit/s；窄帶雜散抑制大于80 dB。

2.1 相噪與頻率分辨力分析

該方案鎖相芯片采用PE33241，在鑒相頻率為100 MHz時(shí)，其歸一化基底噪聲為：

Nfloor=-230+10lg100 000 000=-150 dBc/Hz@10 kHz,

(3)

那么輸出1 GHz時(shí)鐘時(shí)，環(huán)路分頻比N=10，1 GHz時(shí)鐘的相噪估算為：

NCLK=Nfloor+20lgN。

(4)

那么，NCLK=-150+20lg10=-130 dBc/Hz@10 kHz。

設(shè)置以下參數(shù)，對(duì)1 GHz時(shí)鐘信號(hào)的相噪仿真和換頻速度如圖4和圖5所示。標(biāo)頻輸入為100 MHz，標(biāo)頻相位噪聲為≤-155 dBc/Hz@10 kHz。標(biāo)頻分頻比R=1；鑒相頻率為100 MHz；環(huán)路分頻比N=9,N=10；環(huán)路帶寬取約1 MHz；鎖相芯片采用PE33241，采用該公司已有建模庫(kù)；環(huán)路濾波器采用有源比例4階濾波器；VCO頻率為900～1 000 MHz；調(diào)諧靈敏度38～45 MHz/V。

圖4 1 GHz相位噪聲仿真

圖5 換頻速度仿真

由以上計(jì)算和仿真可知，1 GHz時(shí)鐘信號(hào)的理論相噪約為-130 dBc/Hz@10 kHz，為DDS輸出高純度超低相噪信號(hào)創(chuàng)造了必要條件。

DDS輸出頻率的相噪可用公式(5)表示：

(5)

DDS輸出76.8 MHz時(shí)，理論相噪估算如式(6)所示：

(6)

DDS輸出90 MHz時(shí)，理論相噪估算如式(7)所示：

(7)

DDS輸出104.8 MHz時(shí)，理論相噪估算如式(8)所示：

(8)

DDS輸出的頻率分辨率計(jì)算如式(9)所示：

(9)

從以上分析和計(jì)算可知，DDS輸出信號(hào)理論相噪優(yōu)于-149 dBc/Hz@10 kHz，頻率分辨率為0.23 Hz，滿足設(shè)計(jì)要求。

2.2 換頻速度與雜散抑制分析

對(duì)于本方案，頻率源的換頻速度(T)主要由兩部分組成：時(shí)鐘切換速度(TCLK)和DDS換頻速度(TDDS)。

T=TCLK+TDDS

(10)

由時(shí)鐘切換速度仿真圖5可知，時(shí)鐘切換速度為3 μs。

由于DDS響應(yīng)極快，因此DDS的換頻速度主要由送數(shù)時(shí)間決定。由于單機(jī)設(shè)計(jì)需要，DDS只能采用串行總線控制，串行總線速率為25 MHz，DDS在進(jìn)行初始化后，只需發(fā)送寄存器地址和32 bit的頻率控制字即可，因此送數(shù)時(shí)間不超過(guò)2 μs。

T=TCLK+TDDS=3+2=5 μs。

(11)

由以上分析可知，頻率源的理論換頻速度不超過(guò)10 μs，滿足捷變頻的要求[20]。

DDS輸出信號(hào)為76.8～104.8 MHz，是由DDS的時(shí)鐘(1 GHz)分頻所得，因此DDS輸出的雜散和相噪相對(duì)1 GHz都有一定優(yōu)化，DDS輸出的雜散抑制主要取決于DDS本身的雜散抑制能力，基本不受時(shí)鐘制約，因此選用AD公司14位的DDS芯片，如果布線合理的話，DDS輸出近端雜散抑制超過(guò)80 dB并不難[6]。

由于DDS輸出信號(hào)的遠(yuǎn)端具有較大的雜散信號(hào)，因此需要使用低通濾波器加以濾除雜散信號(hào)，該低通濾波器的設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，可以采用一般的七階chebyshev濾波器即可，仿真如圖6所示。

該低通濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)為：L1=94 nH，L2=102 nH，L3=94 nH；C1=40 PF，C2=65 PF，C3=65 PF,C4=40 PF。

由仿真可知，該低通濾波器在200 MHz以上具有超過(guò)50 dB的抑制，為了防止該濾波器在遠(yuǎn)端有翹起情況，還可以在該低通濾波器后加一個(gè)簡(jiǎn)單的集成LTCC濾波器，加強(qiáng)對(duì)1 GHz以外雜散的抑制[19]。

圖6 低通濾波器仿真圖

3 模塊系統(tǒng)集成

模塊集成在一個(gè)100 mm×50 mm×15 mm的腔體中。為了節(jié)省體積，采用4層板布線，板材為羅杰斯5880，包括VCO、分路、放大、環(huán)路濾波、DDS、低通濾波器等電路。尤其需要關(guān)注DDS電路的設(shè)計(jì)，應(yīng)注意以下幾方面:①數(shù)模電源分離設(shè)計(jì)；②上電硬復(fù)位；③寄存器初始化，后續(xù)控制只發(fā)送頻率控制字，以節(jié)省控制時(shí)間；④控制速率不可過(guò)高，波形容易畸變；⑤電源雜散應(yīng)該處理干凈，否則影響雜散抑制能力。

頻率源電路如圖7所示，實(shí)物見(jiàn)圖8所示。

圖7 頻率源電路圖

圖8 頻率源實(shí)物圖

4 模塊測(cè)試與分析討論

模塊加工完成后，課題組對(duì)模塊的性能進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試性能指標(biāo)見(jiàn)下表1所示。測(cè)試條件為：

①常溫條件下測(cè)試；

②電源輸入為+5 V/12 V；

④標(biāo)頻輸入為100 MHz，幅度為0 dBm；標(biāo)頻相噪：-155 dBc/Hz@10 kHz，穩(wěn)定度為≤3×10-7/d；

⑤采用頻譜儀測(cè)試幅度與雜散抑制,示于圖9；

⑥采用信號(hào)源分析儀測(cè)試相位噪聲，示于圖10。

圖9 100.596 MHz雜散抑制測(cè)試圖

圖10 78.666 74 MHz相噪測(cè)試圖

表1 頻率源模塊指標(biāo)測(cè)試表

測(cè)試結(jié)果為，輸出頻率范圍為76.8～104.8 MHz，輸出幅度為13～16 dBm，雜散抑制為86～99 dB，相位噪聲為-145～-149 dBc/Hz@10 kHz，頻率分辨率小于1 Hz，換頻速度小于10 μs，均滿足設(shè)計(jì)要求。在完成測(cè)試后，課題組還對(duì)該模塊進(jìn)行了環(huán)境試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果表明該模塊具有較好的環(huán)境適應(yīng)性，為實(shí)際工程應(yīng)用奠定了較好的基礎(chǔ)。

在該模塊研制完成后，課題組認(rèn)為有幾個(gè)方面值得總結(jié)和探討：

①相噪方面。實(shí)測(cè)相噪比仿真稍差，原因可能是PE33241芯片的在鑒相頻率為100 MHz時(shí)，底噪比理論值有較大的惡化，而芯片datasheet上又沒(méi)有明確說(shuō)明，這種情況在設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)引起重視。

②雜散方面。為了降低雜散對(duì)靈敏度的影響，要求DDS輸出在接收機(jī)一中頻的頻率(74.8 MHz)雜散抑制大于110 dB以上，這對(duì)于DDS而言是非常難的。如果批量生產(chǎn)時(shí)，該頻率點(diǎn)雜散抑制超標(biāo)，我們可以改變時(shí)鐘的方式規(guī)避，此時(shí)要注意的是時(shí)鐘切換速度必須要快。

③上電初始化。當(dāng)該模塊用在不同的單機(jī)和系統(tǒng)上時(shí)，課題組發(fā)現(xiàn)有上電初始化失敗的情況，經(jīng)過(guò)測(cè)試分析，發(fā)現(xiàn)原因?yàn)椴煌南到y(tǒng)和單機(jī)電源上電情況不同，在電源還沒(méi)完全穩(wěn)定的情況，就貿(mào)然給DDS進(jìn)行了初始化，導(dǎo)致初始化失敗。解決辦法就是在單機(jī)上電后增加1～2 s延時(shí)，再進(jìn)行DDS初始化，后面問(wèn)題不再?gòu)?fù)現(xiàn)。

④數(shù)據(jù)計(jì)算方面。應(yīng)選用高位數(shù)DSP進(jìn)行計(jì)算，保證頻率控制字計(jì)算精度，才能保證頻率分辨率。另外，應(yīng)優(yōu)化浮點(diǎn)數(shù)計(jì)算算法，提高計(jì)算速度，否則會(huì)影響控制速度。

⑤通用性方面。該頻率源時(shí)鐘頻率較高，因此DDS可以輸出200 MHz以內(nèi)的高質(zhì)量信號(hào)，輸出范圍可以有比較大的拓展空間，可以滿足不同體制HF接收機(jī)的需求，具有較高的通用性。

⑥相噪優(yōu)化方面。如果要想DDS輸出更好相噪的信號(hào)，可以對(duì)DDS的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)，時(shí)鐘考慮采用100 MHz直接倍頻的方式得到，那么1 GHz時(shí)鐘相噪可以有3～4 dB的提升，但因?yàn)槭苤朴贒DS的基底噪聲(-151 dBc/Hz@10 kHz)限制，也很難具有大的提升空間。同時(shí)，靈活性和通用性會(huì)有一定的損失[20-21]。

⑦頻率分辨率優(yōu)化。該方案采用32 bit的AD9910，所以頻率分辨率為0.23 Hz。因?yàn)槟壳皢螜C(jī)的標(biāo)頻為恒溫晶振，穩(wěn)定度為≤3×10-7/d，所以頻率分辨率可以滿足目前單機(jī)的使用需求。但隨著系統(tǒng)逐漸采用高穩(wěn)定原子鐘作為時(shí)標(biāo)，0.23 Hz的頻率分辨率將不再滿足要求。我們后續(xù)打算對(duì)該DDS電路進(jìn)行改進(jìn)，DDS擬采用AD9912芯片，該DDS芯片頻率控制字達(dá)到48位，理論分辨率可以做到3.5 μHz。

⑧換頻速度優(yōu)化。在發(fā)送順序方面還可以做更進(jìn)一步優(yōu)化，可以考慮先發(fā)送鎖相環(huán)的控制字，讓其進(jìn)入鎖定狀態(tài)，其鎖定過(guò)程大約需要3 μs，在鎖定過(guò)程中，可以再發(fā)送DDS控制字，這樣可以節(jié)省DDS的發(fā)送時(shí)間2 μs，因此總換頻速度可以控制在3 μs左右。

⑨國(guó)產(chǎn)化率方面不足。該設(shè)計(jì)的核心芯片為PE33241和AD9910，都為進(jìn)口器件，因此在國(guó)產(chǎn)化率方面存在不足。隨著國(guó)家在芯片方面進(jìn)行的戰(zhàn)略性投資， 13所及一些民品公司已經(jīng)有一些射頻與DDS芯片產(chǎn)品問(wèn)世，相信在不遠(yuǎn)的將來(lái)，我們國(guó)家也能生產(chǎn)此類高性能的芯片。

5 結(jié)語(yǔ)

本文介紹了一種用于HF接收機(jī)的高純度頻率源的研制，給出了設(shè)計(jì)原理和仿真，并進(jìn)行了模塊系統(tǒng)集成和電路加工，課題組對(duì)模塊進(jìn)行了實(shí)際測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明，該頻率源模塊的輸出頻率、相位噪聲、雜散抑制、頻率分辨率、換頻速度等指標(biāo)均滿足設(shè)計(jì)要求；主要指標(biāo)較上一代短波接收機(jī)有了大幅提升，具有如下幾方面的優(yōu)點(diǎn)：

①更低相噪。相噪可以做到優(yōu)于-145 dBc/Hz@10 kHz，相噪優(yōu)化了10 dB；

②更快速度。換頻速度小于10 μs，換頻速度提升了4倍；

③更具通用性、靈活性，輸出頻率范圍可進(jìn)行大范圍拓展，而性能不會(huì)有大的下降；

④模塊化，方便批量生產(chǎn)和調(diào)試，方便移用和維修；

⑤體積和功耗更小，只有原來(lái)的約1/5；

⑥成本也有比較大幅度的下降。

當(dāng)然該頻率源也存在國(guó)產(chǎn)率不高方面的缺點(diǎn)。由于本文包含課題組的一些實(shí)際工作經(jīng)驗(yàn)和想法，鑒于課題組成員的水平和認(rèn)知局限，本文難免存在不當(dāng)之處，敬請(qǐng)各位同行、專家不吝賜教并給予指正。