廖 磊，侯世英，陳劍飛，饒 嬈，孫 韜

(重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044)

0 引言

多電平逆變器能以耐壓值較低的開(kāi)關(guān)器件組合輸出諧波含量低、電磁干擾小的多電平電壓，廣泛應(yīng)用于中高壓大功率電能變換場(chǎng)合[1- 4]。

隨著電平數(shù)的增加，傳統(tǒng)的多電平逆變器所需要的開(kāi)關(guān)器件較多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且存在著逆變器效率低、價(jià)格昂貴等問(wèn)題。混合多電平逆變器采用不同耐壓值的開(kāi)關(guān)器件，能以較少的功率開(kāi)關(guān)和直流電源輸出較多的電平數(shù)，提高了輸出電壓諧波特性、功率密度等，成為了多電平逆變器的一個(gè)發(fā)展趨勢(shì)[5]。文獻(xiàn)[6]首次提出利用不同耐壓值的開(kāi)關(guān)器件將不同電壓等級(jí)的功率單元進(jìn)行級(jí)聯(lián)的混合多電平逆變器，實(shí)現(xiàn)以較少的開(kāi)關(guān)器件輸出較多的電平數(shù)。此后，大量的類似新拓?fù)鋵映霾桓F，其中非對(duì)稱混合多電平逆變器僅采用單個(gè)獨(dú)立電源就能得到較多電平數(shù)，極大地提高了該類拓?fù)涞男詢r(jià)比[7-10]。

由于在同一拓?fù)渲胁捎昧?種不同耐壓值的開(kāi)關(guān)器件，其工作方式也與傳統(tǒng)的多電平逆變器不同。耐壓值高的開(kāi)關(guān)器件因其開(kāi)關(guān)頻率的限制一般工作在低頻狀態(tài)，耐壓值較低的開(kāi)關(guān)器件一般工作在高頻狀態(tài)，因此此類拓?fù)湟话悴捎昧嘶旌险{(diào)制的方式進(jìn)行控制[11-17]。文獻(xiàn)[7]采用了一種方波合成與消諧波三角載波脈沖寬度調(diào)制(PWM)相結(jié)合的控制方式，該控制方式雖然能使得混合逆變器輸出五電平，但存在直流側(cè)電容中點(diǎn)電壓波動(dòng)較大的問(wèn)題，且只能在一個(gè)基波周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)平衡；文獻(xiàn)[10]針對(duì)類似拓?fù)?，采用了一種載波層疊的調(diào)制方式，其高頻動(dòng)作的開(kāi)關(guān)只有2個(gè)，存在相同耐壓值的開(kāi)關(guān)損耗分布不均、等效開(kāi)關(guān)頻率較低的問(wèn)題；文獻(xiàn)[15]提出一種混合載波PWM方法，高壓?jiǎn)卧捎玫皖l載波進(jìn)行調(diào)制，低壓?jiǎn)卧捎酶哳l調(diào)制，雖能保證逆變器具有良好的波形輸出，但其控制較復(fù)雜；文獻(xiàn)[16]利用電容電壓的采樣信息選擇所需開(kāi)關(guān)狀態(tài)，該控制方式控制較復(fù)雜且需要增加采樣環(huán)節(jié)。

本文以電容箝位型混合五電平逆變器為研究對(duì)象，分析了其工作原理以及電容電壓的平衡控制過(guò)程，提出了一種單載波雙調(diào)制波PWM策略。該調(diào)制策略能使電容電壓在一個(gè)載波周期內(nèi)保持平衡，同時(shí)只需一路載波就能實(shí)現(xiàn)對(duì)該混合五電平逆變器的控制，降低了控制難度，最大限度地節(jié)約了數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)的片上資源。

1 混合五電平逆變器的工作原理

1.1 電容箝位型混合五電平逆變器

圖1 電容箝位型混合五電平逆變器的拓?fù)銯ig.1 Topology of capacitor-clamped hybrid five-level inverter

電容箝位型混合五電平逆變器的拓?fù)淙鐖D1所示。左半橋采用了電容箝位型三電平逆變器，由2個(gè)基本半橋構(gòu)成，S1、S2構(gòu)成了上半橋，S3、S4構(gòu)成了下半橋，上、下2個(gè)半橋通過(guò)電容進(jìn)行箝位。當(dāng)電容C上的電壓為E時(shí)，左半橋各個(gè)開(kāi)關(guān)管承受的電壓應(yīng)力均為E。右半橋?yàn)槌Ｒ?jiàn)的兩電平半橋單元，各開(kāi)關(guān)管承受的電壓應(yīng)力2E。由于左、右兩半橋開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力不同，所以可分別采用2種不同耐壓值的開(kāi)關(guān)器件，其中左半橋可采用耐壓值低但開(kāi)關(guān)速度較快的開(kāi)關(guān)器件，如絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)，右半橋可選擇耐壓值高但開(kāi)關(guān)速度相對(duì)較低的開(kāi)關(guān)器件，如門極可關(guān)斷晶閘管(GTO)。

通過(guò)特定的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合,可得到該混合五電平逆變器的五電平電壓輸出為±2E、±E、0。S1與S4、S2與S3、S5與S6分別為互補(bǔ)導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)對(duì)。

電源電壓為2E，電容電壓保持為E，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)定義為“1”，關(guān)斷定義為“0”，以電源負(fù)端n為參考點(diǎn)，得到左半橋輸出電壓的開(kāi)關(guān)函數(shù)為：

(1)

其中，UAn為A點(diǎn)相對(duì)于n點(diǎn)的電壓；UC為電容電壓；S1、S2分別為開(kāi)關(guān)S1、S2的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

右半橋輸出電壓的開(kāi)關(guān)函數(shù)為：

(2)

其中，UBn為B點(diǎn)相對(duì)于n點(diǎn)的電壓；S5為開(kāi)關(guān)S5的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

由此得到該逆變器輸出電壓的開(kāi)關(guān)函數(shù)為：

(3)

1.2 電容電壓控制

在電容箝位型混合五電平逆變器中,電容電壓的大幅度波動(dòng)將使得逆變器輸出波形中包含大量諧波分量，同時(shí)也使得左半橋各開(kāi)關(guān)器件上承受的電壓應(yīng)力不同,嚴(yán)重時(shí)將會(huì)影響整個(gè)系統(tǒng)的正常工作。

如圖2所示，假設(shè)負(fù)載為RL負(fù)載，電容電流與負(fù)載電流存在如下關(guān)系：

(4)

其中，iL為負(fù)載電流；iC為流入電容的電流；S3、S4、S6分別為開(kāi)關(guān)S3、S4、S6的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

圖2 混合五電平逆變器帶RL負(fù)載Fig.2 Hybrid five-level inverter with RL load

電容在任一載波周期的充放電過(guò)程中，電容電壓為：

(5)

其中，n表示第n個(gè)載波周期；TS為載波周期；tn為第n個(gè)載波周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間。

由式(5)可知，只要保證在一個(gè)載波周期內(nèi)電容C上的充電量等于放電量就能使其電壓保持平衡。

表1給出了負(fù)載電流為正時(shí)逆變器輸出電壓及對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。由表1可知，當(dāng)輸出電壓為E和-E時(shí)， 存在2種冗余的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，并且在這2種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下的電容充放電狀態(tài)不同，充分利用冗余的開(kāi)關(guān)狀態(tài)能使電容在一個(gè)載波周期內(nèi)的充放電量相等。

表1 逆變器輸出對(duì)應(yīng)電平的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Table 1 Switch states of inverter corresponding to output level

2 單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略的基本原理

2.1 傳統(tǒng)調(diào)制策略存在的不足

為了便于說(shuō)明其他調(diào)制策略在電容電壓平衡控制上存在的不足，首先分析了傳統(tǒng)調(diào)制策略下電容電壓的波動(dòng)情況。

文獻(xiàn)[17]提出了一種基于雙調(diào)制波的調(diào)制方法，圖3為該調(diào)制策略下一個(gè)載波周期的調(diào)制過(guò)程，圖中uref為參考電壓，CC為電容狀態(tài)。在該調(diào)制策略下，一個(gè)載波周期內(nèi)調(diào)制波與載波僅存在2個(gè)交點(diǎn)，因此只能控制1組互補(bǔ)開(kāi)關(guān)的開(kāi)斷動(dòng)作。

圖3 傳統(tǒng)調(diào)制策略下的電容電壓控制Fig.3 Control of clamped-capacitor voltage under traditional modulation strategy

圖4給出了該調(diào)制策略下電容箝位型混合五電平逆變器的開(kāi)關(guān)切換路徑。當(dāng)電壓由2E切換到E時(shí)，可以有2種切換方式：A1到B1或A1到B2。由表1可知，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)從A1切換到B1或B2時(shí)，動(dòng)作的開(kāi)關(guān)只需1組，但當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)既能從A1切換到B1也能切換到B2時(shí)，動(dòng)作的開(kāi)關(guān)則需要2組。在傳統(tǒng)調(diào)制策略下，由于每個(gè)載波周期內(nèi)調(diào)制波與載波有且僅存在2個(gè)交點(diǎn)，因此只能完成1組開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)切換，無(wú)法靈活地選擇冗余的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，不能實(shí)現(xiàn)電容電壓在一個(gè)載波周期內(nèi)平衡。

圖4 傳統(tǒng)調(diào)制策略下開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換路徑Fig.4 Commutation paths of switch state under traditional modulation strategy

2.2 新單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略

多電平逆變器在基于基波的PWM方法中，具有調(diào)制波、載波方面的多個(gè)控制自由度。傳統(tǒng)的載波調(diào)制策略無(wú)法充分利用開(kāi)關(guān)的冗余狀態(tài)，電容電壓在一個(gè)載波周期內(nèi)無(wú)法保持平衡。本文針對(duì)電容箝位型混合多電平逆變器的特點(diǎn)以及考慮到電容電壓的平衡問(wèn)題，提出了一種單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略。該調(diào)制策略充分利用了開(kāi)關(guān)的冗余狀態(tài)，使得電容電壓在一個(gè)載波周期內(nèi)平衡。

采用單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略驅(qū)動(dòng)混合五電平逆變器時(shí)，其原理如圖5所示。該調(diào)制策略采用了1路三角載波與2路經(jīng)過(guò)處理的正弦半波ua和ub比較形成相應(yīng)的開(kāi)關(guān)信號(hào)，其中ua用于生成開(kāi)關(guān)S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，ub用于生成開(kāi)關(guān)S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，uref為正弦參考信號(hào)，Utr為三角載波的幅值，utr為三角載波的瞬時(shí)值。

圖5 單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略Fig.5 Single carrier and dual-moudulation waves PWM strategy

其中，ua=|uref|，任意時(shí)刻的參考信號(hào)ua和ub存在如下關(guān)系：

ub=Utr-ua

(6)

圖5(b)給出了該調(diào)制策略的控制邏輯關(guān)系，邏輯信號(hào)D、E′、F與各調(diào)制信號(hào)的關(guān)系如式(7)—(9)所示。

(7)

(8)

(9)

式(10)給出了邏輯信號(hào)D、E′、F與開(kāi)關(guān)信號(hào)S2、S4、S5的關(guān)系。

(10)

每個(gè)載波周期內(nèi)的調(diào)制波與載波存在4個(gè)交點(diǎn)，所以可以分別控制2組開(kāi)關(guān)的開(kāi)斷，開(kāi)關(guān)之間的切換路徑也由原來(lái)的1種路徑變?yōu)槎喾N路徑，見(jiàn)圖6。

圖6 新調(diào)制策略下的開(kāi)關(guān)切換路徑Fig.6 Commutation paths of switch state under novel modulation strategy

由式(5)可知只要電容在一個(gè)載波周期內(nèi)保持充放電量相等，就能實(shí)現(xiàn)電容電壓的平衡。當(dāng)載波比足夠高時(shí)，同一載波周期內(nèi)調(diào)制波和負(fù)載電流可認(rèn)為保持不變，電容電壓平衡的條件是：電容的充電時(shí)間和放電時(shí)間相等。圖7給出了任一載波周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)動(dòng)作過(guò)程。

圖7 新調(diào)制策略的電容電壓控制Fig.7 Control of clamped-capacitor voltage under novel modulation strategy

由圖7可知載波在0～TS/2階段可以表示為：

(11)

將ua代入式(11)可得開(kāi)關(guān)S1的導(dǎo)通時(shí)間為：

(12)

結(jié)合式(6)可以得出開(kāi)關(guān)S2的導(dǎo)通時(shí)間為：

(13)

由此可得：

t3=t1+t5

(14)

電容在一個(gè)載波周期內(nèi)充放電時(shí)間相等，所以本文所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略能保證電容電壓波動(dòng)最小，在一個(gè)載波周期內(nèi)保持平衡。同時(shí)，在該調(diào)制策略下由于每個(gè)載波周期內(nèi)開(kāi)關(guān)的動(dòng)作次數(shù)為4次，所以輸出電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率也提高了1倍，有利于減小輸出濾波器的體積。

此外，由圖5可知該調(diào)制策略僅采用了1路三角載波，因此只需DSP片上的1個(gè)ePWM模塊就能實(shí)現(xiàn)該混合五電平逆變器的控制，節(jié)約了DSP片上資源，避免了2個(gè)ePWM模塊之間的同步問(wèn)題。

2.3 仿真對(duì)比

為了說(shuō)明本文所提調(diào)制策略的優(yōu)勢(shì)，給出了2種不同調(diào)制策略下的仿真對(duì)比。

仿真參數(shù)設(shè)置為：直流電源電壓為200 V；開(kāi)關(guān)頻率為5 kHz；電容C=470 μF；初始電壓為100 V；負(fù)載為RL負(fù)載，其中R=10 Ω，L=2 mH。圖8為文獻(xiàn)[17]中所提調(diào)制策略下的仿真結(jié)果，由仿真結(jié)果可知該調(diào)制策略不能充分利用開(kāi)關(guān)的冗余狀態(tài)對(duì)電容電壓進(jìn)行有效控制，電容電壓無(wú)法保持穩(wěn)定，輸出電壓最終退化為三電平，在三電平情況下，其諧波含量較大，輸出電壓的總諧波畸變率(THD)為112.3%。圖9給出了本文所提調(diào)制策略的仿真波形，由仿真結(jié)果可知，電容電壓能很好地穩(wěn)定在100 V左右，且波動(dòng)較小，輸出電壓的THD為34.22%，其中最大的單次諧波幅值為12%左右，其余次諧波均在6%以下，同時(shí)在相同的開(kāi)關(guān)頻率下，輸出電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率比傳統(tǒng)調(diào)制策略下的提高了1倍。

圖8 傳統(tǒng)調(diào)制策略下的仿真結(jié)果Fig.8 Simulative results under traditional modulation strategy

圖9 新調(diào)制策略下的仿真結(jié)果Fig.9 Simulative results under novel modulation strategy

3 實(shí)驗(yàn)方案及驗(yàn)證

為了說(shuō)明本文所提調(diào)制策略的正確性和可行性，以DSP28335為控制核心搭建了該混合五電平逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。DSP輸出3路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，2路高頻信號(hào)由ePWM模塊輸出，基頻信號(hào)由GPIO口輸出，信號(hào)通過(guò)光纖通信傳輸?shù)津?qū)動(dòng)板，驅(qū)動(dòng)信號(hào)S1和S4、S2和S3、S5和S6互補(bǔ)，取反過(guò)程在硬件電路上實(shí)現(xiàn)，死區(qū)時(shí)間為1.5 μs。

為了方便說(shuō)明該調(diào)制策略在DSP資源配置上的優(yōu)勢(shì)，給出了其軟件流程圖如圖10所示。相比其他調(diào)制策略，該調(diào)制策略僅采用了1個(gè)ePWM模塊，不存在多個(gè)ePWM模塊之間的同步問(wèn)題。同時(shí)整個(gè)控制過(guò)程只包含1個(gè)中斷服務(wù)子程序ISR(Interrupt Service Routines)，算法的執(zhí)行效率更高。所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略最大限度地節(jié)約了DSP片上外設(shè)資源，使單個(gè)DSP芯片能驅(qū)動(dòng)更多類似的拓?fù)洹?/p>

圖10 軟件流程圖Fig.10 Software flowchart

實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置為：直流電源電壓為30 V；輸出電壓頻率為50 Hz；開(kāi)關(guān)頻率為5 kHz；電容C=470 μF，初始電壓為15 V；負(fù)載為RL負(fù)載，其中R=10 Ω，L=2 mH。圖11為調(diào)制比m=0.9時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

圖11 調(diào)制比m=0.9時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results when m=0.9

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文所提單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略能保證良好的波形輸出，其輸出電壓UAB的THD為35.14%，電流iL的THD為4.15%。同時(shí)在該調(diào)制策略下電容電壓在一個(gè)載波周期內(nèi)保持平衡，電容電壓的波動(dòng)較小。

4 結(jié)論

本文研究了電容箝位型混合五電平逆變器的工作原理和電容電壓的平衡控制問(wèn)題，提出了一種新穎的單載波雙調(diào)制波調(diào)制策略，該調(diào)制策略具有以下特點(diǎn)：

a. 能夠在一個(gè)載波周期內(nèi)使得電容充電時(shí)間與放電時(shí)間相等，解決了電容電壓平衡問(wèn)題；

b. 只需DSP芯片上的1個(gè)ePWM模塊就能實(shí)現(xiàn)混合五電平逆變器的控制，不存在多個(gè)ePWM模塊之間的同步問(wèn)題，算法簡(jiǎn)單，更容易實(shí)現(xiàn)。