熊齊,李尊朝,焦琛,周律忱

(西安交通大學(xué)微電子學(xué)院,710049,西安)

隨著物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)的發(fā)展,可穿戴設(shè)備的數(shù)量快速增長(zhǎng),將輸入電源電壓變換為各部分電路所需穩(wěn)定輸出電壓的高性能低壓電源轉(zhuǎn)換器得到廣泛使用[1-2]。從周?chē)h(huán)境收集熱能、光能、振動(dòng)能等能量[3-8],通過(guò)低壓電源轉(zhuǎn)換器給可穿戴設(shè)備供電,能夠大大減小給設(shè)備充電的頻率,使可穿戴設(shè)備的使用更加便捷。受可穿戴設(shè)備體積和天氣等因素的制約,單個(gè)能量收集器收集到的能量通常較少。收集多種能源不僅能夠增加收集的能量,而且能夠減少對(duì)單種能源的依賴(lài)。

由于不同能量源輸出電壓和內(nèi)阻差異較大,用于多源能量收集的轉(zhuǎn)換器需要采取措施實(shí)現(xiàn)各種能量源的高傳輸效率。文獻(xiàn)[8]為了同時(shí)實(shí)現(xiàn)3種不同能源的收集和最大功率點(diǎn)的追蹤,首先比較某個(gè)能量源對(duì)應(yīng)的端口電壓與其最大功率點(diǎn)的電壓,比較結(jié)果決定此種能量源的能量傳輸頻率,同時(shí)根據(jù)比較結(jié)果調(diào)節(jié)振蕩器的頻率,然而其轉(zhuǎn)換器沒(méi)有穩(wěn)壓功能,只能間歇性地為重負(fù)載供電,不適合為可穿戴設(shè)備等需要持續(xù)工作的負(fù)載供電。文獻(xiàn)[9]通過(guò)3個(gè)頻率不同的振蕩器為不同能量源設(shè)置不同的能量傳輸頻率,但它在一段時(shí)間內(nèi)只能收集一種能源。

本文設(shè)計(jì)了一種用于可穿戴設(shè)備的單電感4輸入3輸出升壓-降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器,它能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)熱能收集器、光伏電池和振動(dòng)能收集器最大功率點(diǎn)的追蹤,而且提供1、1.8 V電壓為負(fù)載供電,控制電路將峰值電感電流控制策略和基于閾值的變頻策略相結(jié)合?；陂撝档淖冾l策略[10]把轉(zhuǎn)換器各個(gè)能源端電壓調(diào)制在最大功率點(diǎn)電壓,各個(gè)負(fù)載端電壓調(diào)制在其參考電壓。峰值電感電流控制策略改善了低壓輸入情況下的能量轉(zhuǎn)換效率,而且減小了輸出端電壓紋波[11]。為了降低控制電路的功耗,使用1 V的輸出電壓為控制電路供電,而且除了振蕩器和帶隙基準(zhǔn)之外的其他控制電路,在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期能量傳輸完成后電路關(guān)閉,這樣可節(jié)省靜態(tài)功耗并提高轉(zhuǎn)換效率。采用華潤(rùn)上華CMOS 0.18 μm工藝完成轉(zhuǎn)換器電路及版圖設(shè)計(jì),并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

1 轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)和工作原理

單電感4輸入3輸出轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。4個(gè)輸入端口分別接熱能收集器(TEG)、光伏電池(PV)、振動(dòng)能收集器(VIB)和可充電電池,3個(gè)輸出端口分別接1、1.8 V供電的兩路負(fù)載以及可充電電池。片外元件包括虛線(xiàn)框外的電感和各輸入輸出端儲(chǔ)能電容。

常用的最大功率點(diǎn)追蹤方法包括擾動(dòng)觀察法、增量電導(dǎo)法、紋波相關(guān)控制法和開(kāi)路電壓法,其中前3種方法需要進(jìn)行電壓和電流采樣,并且需要計(jì)算輸出功率,實(shí)現(xiàn)電路較復(fù)雜并且功耗較高,而開(kāi)路電壓法電路簡(jiǎn)單并且功耗較低,非常適合于低能收集的可穿戴設(shè)備,因此本文選擇開(kāi)路電壓法進(jìn)行最大功率點(diǎn)追蹤,得到各個(gè)能量源的最大功率點(diǎn)電壓VMPP_TEG、VMPP_PV、VMPP_VIB。對(duì)于熱能收集器和振動(dòng)能收集器,最大功率點(diǎn)電壓為其開(kāi)路電壓的0.5倍;對(duì)于光伏電池,最大功率點(diǎn)電壓大約為其開(kāi)路電壓的0.75倍?？刂齐娐吠ㄟ^(guò)功率管的開(kāi)通和關(guān)斷,將能源端電壓VTEG、VPV和VVIB分別調(diào)制到最大功率點(diǎn)電壓附近。考慮到外界環(huán)境變化較慢,一段時(shí)間內(nèi)各能量源的最大功率點(diǎn)保持不變,間斷追蹤最大功率點(diǎn)能夠降低電路功耗。由于采樣電容的寄生電阻導(dǎo)致電容漏電,使最大功率點(diǎn)的采樣保持電路電壓隨時(shí)間逐漸降低,過(guò)大的采樣時(shí)間間隔會(huì)降低最大功率點(diǎn)的追蹤精度。綜上所述,本設(shè)計(jì)每間隔0.5 s追蹤一次最大功率點(diǎn)。

在系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)CLK_SYS的上升沿,觸發(fā)多脈沖發(fā)生電路產(chǎn)生短脈沖Pul1、Pul2等,動(dòng)態(tài)比較器在各個(gè)短脈沖上升沿分別比較各能源端電壓與其對(duì)應(yīng)最大功率點(diǎn)電壓,以及負(fù)載端電壓與其對(duì)應(yīng)參考電壓,比較結(jié)果D1,D2,…,D5通過(guò)寄存器陣列保存下來(lái)。系統(tǒng)時(shí)鐘產(chǎn)生電路根據(jù)比較結(jié)果決定系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)CLK_SYS的頻率改變,在前一個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘頻率基礎(chǔ)上加倍、減半或者保持不變。輸入輸出選擇電路根據(jù)比較結(jié)果,在本周期選定一路能量源給一路負(fù)載供電。

圖1 轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)

能量源和負(fù)載選定之后,轉(zhuǎn)換器開(kāi)始進(jìn)行能量傳輸。通過(guò)功率管將選擇的能量源和電感L的一端相連,同時(shí)使功率管Mn2導(dǎo)通,在峰值電感電流控制電路的作用下,當(dāng)電感電流上升到設(shè)定值時(shí),結(jié)束電感充電階段。將電感中存儲(chǔ)的電能轉(zhuǎn)移到負(fù)載端:通過(guò)功率管將選擇的負(fù)載和電感L的另一端相連,同時(shí)使功率管Mn1導(dǎo)通。轉(zhuǎn)換器電路工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式,當(dāng)零電流檢測(cè)電路檢測(cè)到電感中的電流降低到零時(shí),結(jié)束電感放電階段。

為了降低轉(zhuǎn)換器功耗并提高轉(zhuǎn)換效率,一方面用1 V低壓為控制電路供電,另一方面使部分控制電路工作在斷續(xù)工作模式。本設(shè)計(jì)中,零電流檢測(cè)電路和峰值電感電流控制電路的偏置電流設(shè)置得較大,以提高零電流檢測(cè)和峰值電感電流控制的精度;為了降低功耗,將峰值電感電流控制電路和零電流檢測(cè)電路在每周期能量傳輸完成后關(guān)閉。

2 轉(zhuǎn)換器電路控制策略

控制電路使用了峰值電感電流脈沖頻率調(diào)制技術(shù),它包括兩種控制策略:基于閾值的變頻策略保證了各個(gè)能量源的最大功率點(diǎn)追蹤和負(fù)載端電壓的調(diào)制;峰值電感電流控制策略降低了能量傳輸過(guò)程中轉(zhuǎn)換器電路自身的功耗,從而提高轉(zhuǎn)換效率。

2.1 基于閾值的變頻策略

圖2 輸入輸出選擇策略

每個(gè)周期通過(guò)檢測(cè)各端口電壓的大小來(lái)選擇一路能量源為另一路負(fù)載供電,輸入輸出選擇策略如圖2所示。由圖2可知:基于預(yù)先設(shè)定的優(yōu)先級(jí)檢測(cè)能量源,如果檢測(cè)到某個(gè)能源端電壓高于其最大功率點(diǎn)電壓,本周期用此路能量源為負(fù)載端供電;當(dāng)各個(gè)能源端電壓都低于其最大功率點(diǎn)電壓,本周期用可充電電池為負(fù)載端供電。如果檢測(cè)到某個(gè)負(fù)載端電壓低于其參考電壓,本周期為此負(fù)載端供電;如果兩路負(fù)載端電壓同時(shí)低于其參考電壓,本周期和下個(gè)周期輪流為兩個(gè)負(fù)載端供電;如果兩路負(fù)載端電壓都高于其參考電壓,本周期將能源端多余能量?jī)?chǔ)存在可充電電池中。如果各個(gè)能源端電壓都沒(méi)有達(dá)到其最大功率點(diǎn)電壓,而且負(fù)載端電壓都在其參考電壓以上,則跳過(guò)本周期的能量傳輸。

變頻策略[10]是在每個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘上升沿用動(dòng)態(tài)比較器檢測(cè)各個(gè)端口狀態(tài),通過(guò)改變系統(tǒng)時(shí)鐘頻率實(shí)現(xiàn)的,變頻控制策略如圖3所示,圖中VS為VTEG、VPV和VVIB能源端電壓,VMPP_S為其對(duì)應(yīng)的最大功率點(diǎn)電壓,VLD為V10和V18的負(fù)載端電壓,VREF_LD為其對(duì)應(yīng)的參考電壓。當(dāng)能源端能量充足或者負(fù)載較重的情況下,系統(tǒng)時(shí)鐘頻率會(huì)加快,以加速能源端能量收集或者負(fù)載端能量供給,避免能源端電壓上升過(guò)快而偏離其最大功率點(diǎn),或者負(fù)載端電壓下降過(guò)快而偏離其參考電壓;當(dāng)能源端能量較少并且負(fù)載較輕的情況下,系統(tǒng)時(shí)鐘頻率會(huì)減慢,以節(jié)省控制電路功耗。 對(duì)于某個(gè)負(fù)載端,比較器連續(xù)3次檢測(cè)到負(fù)載端電壓低于其參考電壓時(shí),發(fā)出升頻請(qǐng)求;當(dāng)比較器連續(xù)3次檢測(cè)到負(fù)載端電壓高于其參考電壓時(shí),發(fā)出降頻請(qǐng)求;當(dāng)控制電路檢測(cè)到負(fù)載端電壓在其參考電壓上下波動(dòng)時(shí),發(fā)出頻率不變請(qǐng)求。對(duì)于能量源端,當(dāng)某個(gè)能量源能量充足時(shí)發(fā)出升頻請(qǐng)求,否則發(fā)出降頻請(qǐng)求。系統(tǒng)時(shí)鐘頻率是由各個(gè)端口的檢測(cè)狀態(tài)共同決定的:只要有一個(gè)能源端或者負(fù)載端發(fā)出升頻請(qǐng)求,則系統(tǒng)時(shí)鐘頻率翻倍;只有當(dāng)所有能量源和負(fù)載都發(fā)出降頻請(qǐng)求時(shí),系統(tǒng)時(shí)鐘頻率減半。工作頻率影響系統(tǒng)功耗和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度,低時(shí)鐘頻率有利于降低輕負(fù)載情況下控制電路的功耗,但從輕負(fù)載跳變到重負(fù)載時(shí)輸出電壓的恢復(fù)時(shí)間延長(zhǎng)。綜合考慮,本設(shè)計(jì)中系統(tǒng)時(shí)鐘頻率范圍為3.125～50 kHz。

2.2 峰值電感電流控制策略

(a)能源端 (b)負(fù)載端

用于可穿戴設(shè)備的轉(zhuǎn)換器電路收集到的能量較少,而且負(fù)載較輕,所以轉(zhuǎn)換器電路工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式。每個(gè)周期電感電流從0上升到最大峰值電流IP,這個(gè)階段稱(chēng)為電感充電階段,接下來(lái)電感電流放電到0,此階段稱(chēng)為電感放電階段,總的能量損耗可表示為[12]

EL=EST+ESW+ECN

(1)

式中:ESW為功率管的開(kāi)關(guān)損耗;ECN為功率管的導(dǎo)通損耗;EST為控制電路的功耗。在電感充電階段,假設(shè)電感的寄生電阻很小,則有

(2)

式中:VI為能源端電壓;L為電感。功率管導(dǎo)通損耗ECN在電感充電階段可表示為

(3)

式中:Tstg1為電感充電階段持續(xù)的時(shí)間;Rstg1為給電感充電時(shí)通路上總的等效電阻,包括功率管的導(dǎo)通電阻和電感的寄生電阻等。將式(2)代入式(3)可得

(4)

同理,可得電感放電階段的導(dǎo)通損耗

(5)

式中:Rstg2為電感放電階段通路上總的等效電阻;VO為負(fù)載端電壓,則一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)總的導(dǎo)通損耗為

(6)

轉(zhuǎn)換效率的表達(dá)式為

(7)

由式(7)可以看出,轉(zhuǎn)換效率與電感的峰值電流為非線(xiàn)性關(guān)系,并且存在一個(gè)最佳峰值電流可使轉(zhuǎn)換效率最高。

不同能量源作為輸入時(shí)轉(zhuǎn)換效率隨電感的峰值電流IP的變化曲線(xiàn)如圖4所示。各個(gè)能量源電壓設(shè)置在典型應(yīng)用情況下,電感的峰值電流在20～80 mA的范圍內(nèi)改變。當(dāng)峰值電流設(shè)置較小時(shí),每次轉(zhuǎn)移的能量較少,傳遞能量更加頻繁,導(dǎo)致控制電路的功耗和功率管的開(kāi)關(guān)損耗增大,成為影響效率的主要因素;當(dāng)峰值電流設(shè)置較大時(shí),導(dǎo)通損耗成為影響轉(zhuǎn)換效率的主要因素。為了簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì),峰值電流統(tǒng)一設(shè)定為30 mA。由圖4可知:使得轉(zhuǎn)換效率最大的最佳峰值電流對(duì)于不同能量源是不一樣的,它們分布在28～35 mA之間;輸入電壓越高,轉(zhuǎn)換效率對(duì)于峰值電流越不敏感,當(dāng)峰值電流從28 mA變化到76 mA時(shí),對(duì)于0.2 V的熱能收集器,轉(zhuǎn)換效率從75%降低到60%,然而對(duì)于3 V的電池,效率僅僅降低了2%,可知當(dāng)電池作為輸入時(shí),轉(zhuǎn)換效率不能作為選擇峰值電流的首要考慮因素。在選擇電池作為輸入的峰值電流時(shí),要綜合考慮輸出電壓紋波和最大供負(fù)載能力,在重載情況下的供負(fù)載能力隨著峰值電流增加而增大,然而更大的峰值電流會(huì)使輸出電壓紋波變大,需要選用更大的濾波電容以減小電壓紋波,考慮到這兩種因素,選擇50 mA作為電池輸入情況下的峰值電流值。

部分控制電路采用斷續(xù)工作方式能夠進(jìn)一步降低轉(zhuǎn)換器功耗。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期,使除了振蕩器和帶隙基準(zhǔn)之外的其他控制電路在能量傳輸完成后關(guān)閉,可節(jié)省靜態(tài)功耗,提高轉(zhuǎn)換效率。

圖4 不同能量源作輸入時(shí)轉(zhuǎn)換效率隨IP的變化曲線(xiàn)

3 主要控制電路設(shè)計(jì)

3.1 基于開(kāi)路電壓法的最大功率點(diǎn)追蹤電路

圖5 熱能收集器的最大功率點(diǎn)追蹤電路

最大功率點(diǎn)追蹤的目的是獲得各個(gè)能量源的最大功率點(diǎn)電壓,當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在最大功率點(diǎn)電壓時(shí),能量源的輸出功率最大,電路如圖5所示。當(dāng)需要更新最大功率點(diǎn)電壓時(shí),首先通過(guò)開(kāi)關(guān)管SW1將能量源和功率級(jí)電路斷開(kāi),同時(shí)將SW3斷開(kāi),SW2和SW4閉合,采樣電容C1上的電壓很快上升到能量源的開(kāi)路電壓;然后,將SW1和SW3閉合,SW2和SW4斷開(kāi),將C1和C2的值設(shè)為相等,可以在C2上得到0.5倍TEG的開(kāi)路電壓,即最大功率點(diǎn)電壓VMPP_TEG;最后,根據(jù)最大功率點(diǎn)電壓和儲(chǔ)能電容CTEG上電壓的大小關(guān)系控制功率管的開(kāi)通和關(guān)斷,使VTEG電壓鉗位在其最大功率點(diǎn)電壓附近。振動(dòng)能收集器和光伏電池的最大功率點(diǎn)追蹤電路與圖5結(jié)構(gòu)一樣,只是光能收集器的最大功率點(diǎn)追蹤電路中兩個(gè)采樣電容的比例不同。

3.2 峰值電感電流控制電路

峰值電感電流控制電路如圖6所示[12],其中VDD為1V,VDDH為3 V。在給電感充電階段,功率管Mn2導(dǎo)通,S2信號(hào)為3 V高電平,PUL_1信號(hào)為1 V電平,MOS開(kāi)關(guān)管M1開(kāi)通,電壓VA等于電感一端的電壓VX2,M3～M6管使得VB和VA相等,從而使VB和VX2相等。因此,電感充電階段功率管Mn2和MOS管M9的柵極、源極和漏極的電位都相等。通過(guò)設(shè)定(W/L)M9=β(W/L)Mn2,流過(guò)M9的電流ISNS就等于流過(guò)電感的電流IL的β倍,隨著電感電流的增加,電流ISNS成比例增加,電壓VSNS降低。當(dāng)VSNS電壓降低到VREF時(shí)候,比較器的輸出端電壓VPROT由高電平變?yōu)榈碗娖?電感充電過(guò)程結(jié)束。通過(guò)設(shè)定VREF電壓的大小能夠準(zhǔn)確控制峰值電感電流的大小。

圖6 峰值電感電流控制電路

3.3 多脈沖產(chǎn)生電路

每個(gè)周期,系統(tǒng)時(shí)鐘上升沿觸發(fā)多脈沖產(chǎn)生電路輸出一系列短脈沖,動(dòng)態(tài)比較器利用這些短脈沖依次檢測(cè)各個(gè)端口電壓的大小。多脈沖由若干個(gè)相同的脈沖產(chǎn)生模塊組成,產(chǎn)生電路如圖7所示。當(dāng)脈沖產(chǎn)生模塊的輸入Vin為零時(shí),VC電壓為高電平VDD,輸出信號(hào)Pul2為低電平。當(dāng)Vin產(chǎn)生從低電平到高電平的跳變時(shí),與非門(mén)D端電壓很快變?yōu)楦唠娖?與非門(mén)C端電壓VC從高電平逐漸降低,電容CPULSE上的電荷通過(guò)電流IBIAS放電。當(dāng)VC電壓高于與非門(mén)的閾值電壓時(shí),Pul2信號(hào)保持為高電平,當(dāng)VC電壓降低到與非門(mén)閾值電壓以下時(shí),Pul2信號(hào)重新變?yōu)榈碗娖?。所?當(dāng)Vin產(chǎn)生低電平到高電平的跳變時(shí),脈沖產(chǎn)生模塊生成一個(gè)高電平短脈沖,脈沖寬度由IBIAS和電容CPULSE的大小共同決定。

圖7 多脈沖產(chǎn)生電路

4 后仿真結(jié)果

轉(zhuǎn)換器使用華潤(rùn)上華CMOS 0.18 μm工藝進(jìn)行電路和版圖設(shè)計(jì),轉(zhuǎn)換器電路版圖如圖8所示。版圖尺寸為1.27 mm×1.2 mm,版圖中標(biāo)注了功率級(jí)和驅(qū)動(dòng)電路、最大功率點(diǎn)追蹤電路、帶隙基準(zhǔn)電路、振蕩器電路、邏輯控制電路以及峰值電感電流控制和零電流檢測(cè)電路。

圖8 轉(zhuǎn)換器電路的版圖

不同能量源作為輸入、不同負(fù)載端作為輸出時(shí)電壓和電流隨時(shí)間變化的波形如圖9所示。圖9中VVIB、VPV和VTEG分別為3個(gè)能源端電壓,V10和V18分別為2個(gè)負(fù)載端電壓,IL為電感電流,虛線(xiàn)對(duì)應(yīng)的是各能量源的最大功率點(diǎn)電壓和負(fù)載的參考電壓,數(shù)字代表各個(gè)能量源在這一時(shí)間段內(nèi)傳輸了幾次能量。在熱能收集器第一次傳輸能量時(shí),對(duì)應(yīng)的端口電壓下降,電感電流上升。當(dāng)電感電流上升到最大值時(shí),端口電壓停止下降,重新聚集能量準(zhǔn)備下一次的傳輸,由于系統(tǒng)檢測(cè)到此時(shí)兩路負(fù)載電壓都在參考電壓之上,將收集的能量傳輸給可充電電池暫存起來(lái),能量傳輸完成后,電感電流回歸到0。因?yàn)殡姼须娏鞯纳仙俣扰c電感兩端的電壓成正比,所以當(dāng)熱能收集器給負(fù)載供電時(shí)電感電流上升速度最慢,光伏電池次之,最快為振動(dòng)能收集器。在光伏電池第一次傳輸能量時(shí),由于V18小于參考電壓,V10大于參考電壓,所以將光伏電池的能量傳輸給V18,V18重新回到參考電壓之上。同理,振動(dòng)能收集器第一次傳輸能量給了可充電電池,V10在熱能收集器第5次傳輸能量時(shí)得到補(bǔ)充。穩(wěn)態(tài)情況下各能源端電壓能夠被保持在各自最大功率點(diǎn)電壓附近,負(fù)載端電壓能夠被調(diào)制到各自參考電壓附近,同時(shí)各個(gè)能量源為負(fù)載供電時(shí),電感的峰值電流可以被控制在30 mA左右,實(shí)現(xiàn)了較為準(zhǔn)確的峰值電感電流控制。

在36 μA輕負(fù)載、1 mA重負(fù)載情況下轉(zhuǎn)換器的工作情況如圖10所示。由圖10可知:轉(zhuǎn)換器能夠根據(jù)負(fù)載電流大小調(diào)節(jié)能量傳輸頻率,實(shí)現(xiàn)負(fù)載端電壓的調(diào)制;負(fù)載較輕時(shí),系統(tǒng)時(shí)鐘CLK_SYS的頻率較小;負(fù)載電流從36 μA增加到1 mA時(shí),也即輸出功率從36μW變化到1 mW時(shí),系統(tǒng)時(shí)鐘頻率升高,電池更頻繁地作為輸入源為負(fù)載供電,V10電壓產(chǎn)生負(fù)過(guò)沖現(xiàn)象,過(guò)沖電壓達(dá)到了46 mV。文獻(xiàn)[10]中在輸出功率從3.6μW增加到0.324 mW時(shí),過(guò)沖電壓達(dá)到了30 mV,文獻(xiàn)[13]中在輸出功率從20 μW增加到1 mW時(shí),過(guò)沖電壓達(dá)到了75 mV,本文在更寬的輸出功率范圍內(nèi)具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。當(dāng)電池作為輸入時(shí),轉(zhuǎn)換器選擇較高的峰值電流,這樣能夠保證負(fù)載由輕載向重載跳變時(shí),輸出端電壓具有更小的負(fù)過(guò)沖和更短的恢復(fù)時(shí)間。負(fù)載電流從1 mA恢復(fù)到36 μA時(shí),經(jīng)過(guò)幾個(gè)周期調(diào)整后系統(tǒng)時(shí)鐘頻率減慢以節(jié)省功耗,在此過(guò)程中輸出端電壓V10基本沒(méi)有過(guò)沖現(xiàn)象發(fā)生,這是因?yàn)榭刂撇呗灾写嬖谔^(guò)機(jī)制。

圖9 不同輸入輸出情況下的電壓電流波形

圖10 不同負(fù)載情況下的電壓電流波形

轉(zhuǎn)換效率為

(8)

式中:PSource為能量源輸入進(jìn)轉(zhuǎn)換器的功率;PLoad為負(fù)載消耗的功率;PBAT為可充電電池在一段時(shí)間內(nèi)獲得的凈能量或者輸出的凈能量。當(dāng)能量源輸入進(jìn)轉(zhuǎn)換器的功率大于負(fù)載消耗的功率時(shí),多余能量存儲(chǔ)在電池中,所以在效率計(jì)算時(shí)把PBAT作為分子,在重負(fù)載情況下,因?yàn)殡姵睾湍芰吭垂餐瑸樨?fù)載供電,所以計(jì)算效率時(shí)把PBAT作為分母。

當(dāng)熱能收集器、光伏電池和振動(dòng)能收集器分別作為輸入源時(shí),轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率曲線(xiàn)如圖11所示。由圖11可知:即使在低輸入電壓和輕負(fù)載的情況下,轉(zhuǎn)換效率也能夠保持在73.8%以上;當(dāng)輸出負(fù)載為3 mW時(shí)轉(zhuǎn)換效率達(dá)到最大,最大轉(zhuǎn)換效率為85.3%。基于閾值的變頻策略和斷續(xù)工作模式的使用降低了控制電路的功耗,最高時(shí)鐘頻率情況下控制電路功耗為300 nW,當(dāng)能源端能量較少并且負(fù)載較輕的情況下,控制電路功耗更低。使用峰值電感電流技術(shù)不僅提高了轉(zhuǎn)換效率,而且降低了輸出電壓紋波,在儲(chǔ)能電容為5 μF的情況下最大輸出電壓紋波為24 mV。本文所設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)換器和其他轉(zhuǎn)換器電路的對(duì)比結(jié)果如表1所示,可知本文設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)換器具有較低的控制電路功耗、低壓輸入,在輕負(fù)載情況下,具有較高的轉(zhuǎn)換效率以及較小的輸出電壓紋波。

表1 4種轉(zhuǎn)換器電路性能對(duì)比

注:η1μW為負(fù)載消耗功率等于1μW時(shí)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率;ηmax為轉(zhuǎn)換器的最大轉(zhuǎn)換效率。

圖11 各能量源在典型電壓情況下的轉(zhuǎn)換器效率曲線(xiàn)

5 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種用于可穿戴設(shè)備的多源能量收集轉(zhuǎn)換器電路,該電路能夠從電壓和內(nèi)阻差異較大的光能、熱能和振動(dòng)能3種能源同時(shí)收集能量。提出的峰值電感電流脈沖頻率調(diào)制技術(shù)降低了控制電路的功耗,提高了轉(zhuǎn)換效率,而且降低了輸出端電壓紋波。采用華潤(rùn)上華CMOS 0.18 μm工藝完成轉(zhuǎn)換器電路及版圖設(shè)計(jì),后仿真結(jié)果表明,轉(zhuǎn)換器電路的功耗控制在300 nW以?xún)?nèi),最高轉(zhuǎn)換效率為85.3%,即使在0.2 V低壓輸入和1 μW的輕負(fù)載情況下,轉(zhuǎn)換效率也能達(dá)到73.8%,在儲(chǔ)能電容為5 μF時(shí),最大輸出紋波電壓為24 mV。