龐一華 張 湘

（西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院）

0 引言

碳化硅是典型的實(shí)用寬禁帶半導(dǎo)體材料，跟硅和砷化鎵一樣具有典型的半導(dǎo)體特性，被人們稱為 “第三代半導(dǎo)體”［1］。碳化硅MOSFET相比傳統(tǒng)器件具有高溫、高壓、高頻、轉(zhuǎn)換損耗低等優(yōu)勢(shì)［2-3］，但碳化硅MOSFET昂貴的價(jià)格以及高開關(guān)速度也為其應(yīng)用造成困難，高dv／dt與di／dt導(dǎo)致器件開通關(guān)斷過(guò)程電壓電流大幅度震蕩，嚴(yán)重時(shí)有可能會(huì)損壞器件，且碳化硅MOSFET對(duì)寄生參數(shù)較為敏感，要求功率回路與驅(qū)動(dòng)回路寄生電感都盡可能小，這些種種因素都在某種程度上限制了其廣泛應(yīng)用。

目前關(guān)于碳化硅MOSFET與硅IGBT的研究主要集中在器件的建模［4-5］、驅(qū)動(dòng)［6］、均流［7］等方面，國(guó)內(nèi)關(guān)于碳化硅MOSFET與硅IGBT組成的混合開關(guān)研究較少。

本文首先對(duì)碳化硅MOSFET與硅IGBT器件特性進(jìn)行比較，分析了兩者各自的優(yōu)勢(shì)與缺陷，并提出了一種將碳化硅MOSFET與硅IGBT并聯(lián)的混合開關(guān)，比較了不同的驅(qū)動(dòng)方式對(duì)開關(guān)動(dòng)態(tài)特性的影響，并在Pspice中對(duì)其進(jìn)行仿真，結(jié)果為實(shí)際應(yīng)用中混合開關(guān)的使用提供了一定的理論基礎(chǔ)。

1 碳化硅MOSFET與硅IGBT性能對(duì)比

為了全面比較并實(shí)現(xiàn)仿真驗(yàn)證兩者之間的性能，此處選取英飛凌公司 1200V／30ASiIGBTIKW15T120［9］和羅姆公司 1200V／40ASiCMOSFETSCT2080KE［10］進(jìn)行比較。從Datasheet和仿真結(jié)果說(shuō)明兩者各自的優(yōu)點(diǎn)與缺陷。

圖1、2對(duì)驅(qū)動(dòng)Vgs＝Vge＝15V下不同溫度時(shí)的碳化硅MOSFET和硅IGBT的輸出特性進(jìn)行對(duì)比，圖3給出了在Pspice中測(cè)試兩者開關(guān)損耗的雙脈沖測(cè)試電路［8］，圖4a，4b仿真對(duì)比了兩者的開關(guān)波形，其中紅色代表硅IGBT，藍(lán)色為碳化硅MOSFET。表1給出了雙脈沖測(cè)試電路的仿真參數(shù)。圖1中SicMOSFET與SiIGBT兩者輸出特性曲線交點(diǎn)為Vce／Vds＝1.6V，Id／Ic＝13A。在電流相對(duì)較大的情況下，對(duì)于SiIGBT而言同等電流條件下，硅基器件導(dǎo)通電壓更小，因此其導(dǎo)通損耗較碳化硅基器件更小，這也與Si IGBT是雙極性器件有關(guān)。

圖2 輸出特性比較150℃

圖3 雙脈沖測(cè)試電路

表1 雙脈沖測(cè)試電路仿真參數(shù)

在仿真中使用英飛凌及羅姆公司提供的1200VSi IGBT與SiCMOSFET，功率回路總寄生電感為50nH，負(fù)載電感為220uH，如上表1所示。

由于SicMOSFET的動(dòng)態(tài)特性主要與非線性寄生電容與柵極驅(qū)動(dòng)有關(guān)［11］，由圖可見，與SiIGBT的開關(guān)波形對(duì)比，SicMOSFET由于具有更小的非線性寄生電容，加快了開關(guān)速度，使得漏源極電壓與電流交疊區(qū)域減少?gòu)亩档土碎_關(guān)損耗。而在關(guān)斷時(shí)，由于SiIGBT的拖尾電流使得其關(guān)斷損耗很大。這表明，若需要充分發(fā)揮兩者的優(yōu)點(diǎn)，即利用SiIGBT的正向壓降低導(dǎo)通時(shí)損耗小，又利用SicMOSFET的高開關(guān)速度降低開關(guān)損耗，可以將兩者并聯(lián)使用，并通過(guò)合適的驅(qū)動(dòng)方式使其達(dá)到更優(yōu)良的效果。

圖4 SiIGBT與SicMOSFET波形比較

2 混合開關(guān)基本結(jié)構(gòu)與驅(qū)動(dòng)方式

2.1 混合開關(guān)的基本結(jié)構(gòu)

圖5為由IGBT與MOSFET并聯(lián)構(gòu)成的混合開關(guān)簡(jiǎn)化示意圖，一般來(lái)說(shuō)雙極性器件在高電流下和高溫下相比于MOSFET有更低的導(dǎo)通損耗。而在動(dòng)態(tài)過(guò)程中MOSFET開關(guān)速度比IGBT快得多。

圖5 混合開關(guān)基本結(jié)構(gòu)

2.2 混合開關(guān)的驅(qū)動(dòng)方式

考慮到Sic器件具有更快的切換速度，SicMOSFET應(yīng)該比SiIGBT更早開啟，且更早關(guān)斷，使得MOSFET的漏源極電壓在IGBT開啟之前提前降到接近于零 （VDS＝Rdson×Id），這種柵極控制方式可以限制SiIGBT的集電極-發(fā)射極電壓。因此它也有望在IGBT上實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān) （ZVS）［12］，在實(shí)際應(yīng)用中，延遲時(shí)間的具體值由設(shè)備實(shí)際開關(guān)速度決定，在導(dǎo)通延遲和關(guān)斷延遲期間，碳化硅MOSFET用作輔助開關(guān)以實(shí)現(xiàn)IGBT的ZVS，且在延遲時(shí)間內(nèi)SicMOSFET將承擔(dān)所有的負(fù)載電流?；旌祥_關(guān)驅(qū)動(dòng)方式如下圖6所示。

0-t0階段，兩管都處于關(guān)斷狀態(tài)。t0-t1階段，IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)，SicMOSFET首先導(dǎo)通并承擔(dān)所有負(fù)載電流。t1-t2階段，在IGBT開始導(dǎo)通時(shí)，Ic開始上升，且大部分負(fù)載電流由于IGBT的低正向壓降轉(zhuǎn)移到IGBT上，此過(guò)程也因SicMOSFET的先行導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)了ZVS，混合開關(guān)的正向?qū)娮铻閮烧卟⒙?lián)等效導(dǎo)通電阻。t2-t3階段，在t2時(shí)刻SiIGBT開始關(guān)斷，Ic下降，而此時(shí)MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)，器件兩端正向?qū)▔航岛艿停贗d上升到負(fù)載電流之前，實(shí)現(xiàn)了ZVS。t3-t4階段，t3時(shí)刻MOSFET開始關(guān)斷，關(guān)斷結(jié)束后兩者保持關(guān)斷狀態(tài)直到下一個(gè)開關(guān)周期到來(lái)。

圖6中的Δt1和Δt2分別代表IGBT開通延遲時(shí)間和關(guān)斷超前時(shí)間，Δt1需保證MOSFET完成開通整個(gè)過(guò)程，Δt2需保證IGBT完成整個(gè)關(guān)斷過(guò)程。對(duì)于開通過(guò)程，若Δt1太小會(huì)導(dǎo)致SicMOSFET還未完全導(dǎo)通時(shí)IGBT就開始導(dǎo)通，此時(shí)正向壓降并未降低到最小值，引起較大的IGBT開關(guān)損耗。對(duì)于關(guān)斷過(guò)程，若Δt2過(guò)小會(huì)導(dǎo)致IGBT并未完全關(guān)斷，此時(shí)MOSFET已經(jīng)開始關(guān)斷，正向壓降開始上升，而由于IGBT存在的拖尾電流，將導(dǎo)致器件關(guān)斷損耗增加，降低混合開關(guān)的效率。另一方面，若Δt1和Δt2取值過(guò)大，雖然可以確保開關(guān)過(guò)程的ZVS，但是卻無(wú)法最大化利用IGBT的低導(dǎo)通損耗的優(yōu)勢(shì)。因此Δt1和Δt2的取值需要根據(jù)實(shí)際情況折中選取。

圖6 混合開關(guān)驅(qū)動(dòng)方式

3 混合開關(guān)的動(dòng)態(tài)分析

為了評(píng)估混合開關(guān)的動(dòng)態(tài)特性，此處采用圖7所示簡(jiǎn)化仿真電路，其中 Vin＝800v，C1＝C2＝470u，R1＝R2＝200k，功率回路寄生電感Lloop＝50nH，電流源幅值為40A，頻率為500HZ，IGBT與MOSFET驅(qū)動(dòng)電阻R3和R4分別為15Ω和4Ω，門極驅(qū)動(dòng)周期為10us，兩者占空比分別為 0.5和 0.7且 Δt1＝Δt2＝1us，

由于SicMOSFET與SiIGBT開通關(guān)斷存在延時(shí)，根據(jù)上文提出的控制方式把單獨(dú)IGBT（不加入Sic MOSFET）在整個(gè)動(dòng)態(tài)過(guò)程中產(chǎn)生的損耗用式 （1）表示，把混合開關(guān) （加入SicMOSFET后）在整個(gè)動(dòng)態(tài)過(guò)程中的損耗用式 （2）表示，式中Hard，soft分別指代硬開關(guān)與軟開關(guān)。

圖7 混合開關(guān)動(dòng)態(tài)仿真電路

從上式可見，IGBT單獨(dú)使用時(shí)動(dòng)態(tài)過(guò)程產(chǎn)生的損耗為硬開關(guān)條件下IGBT開關(guān)損耗之和，而混合開關(guān)的動(dòng)態(tài)損耗為軟開關(guān)條件下IGBT開關(guān)損耗與Sic MOSFET硬開關(guān)條件下開關(guān)損耗之和，若式2中IGBT的軟開關(guān)損耗可忽略不計(jì)，則混合開關(guān)動(dòng)態(tài)損耗可近似為SicMOSFET的開關(guān)損耗。仿真波形如圖8所示，圖中藍(lán)色為MOSFET電流，紅色為IGBT電流，綠色為混合開關(guān)兩端電壓／20，損耗比較結(jié)果分別如圖9a和9b所示，混合開關(guān)兩管電流分配情況如圖10所示。

圖8 Pspice仿真波形

圖9 混合開關(guān)與單獨(dú)IGBT動(dòng)態(tài)損耗

圖10 混合開關(guān)電流分配情況

采用上文所示的控制方式來(lái)驅(qū)動(dòng)混合開關(guān)時(shí)，比較混合開關(guān)與單獨(dú)IGBT的動(dòng)態(tài)性能可以發(fā)現(xiàn)混合開關(guān)可以依靠SicMOSFET實(shí)現(xiàn)IGBT的ZVS，具有更低的開關(guān)損耗，但另一方面由于SicMOSFET在高頻下對(duì)寄生參數(shù)比較敏感，較高的開關(guān)速度帶來(lái)的是更高嚴(yán)重情況下可能會(huì)損壞SicMOSFET，而且混合開關(guān)結(jié)構(gòu)為兩者并聯(lián)結(jié)構(gòu)，因此寄生參數(shù)的影響與匹配問(wèn)題也是需要考慮的一個(gè)重要因素［13］。在實(shí)際應(yīng)用中由于器件封裝與外部條件等因素，可能引起混合開關(guān)模塊寄生參數(shù)不平衡問(wèn)題，混合開關(guān)中寄生參數(shù)情況如圖11所示。

圖11 帶寄生參數(shù)的混合開關(guān)模塊

為了研究寄生參數(shù)對(duì)混合開關(guān)的影響，在仿真取某一個(gè)寄生電感值為50nH，其余寄生電感為0，可分別得到各部分寄生參數(shù)對(duì)動(dòng)態(tài)特性的影響如下圖12所示。寄生參數(shù)的不匹配現(xiàn)象會(huì)影響響應(yīng)單元的時(shí)間常數(shù)，導(dǎo)致電流從一個(gè)設(shè)備轉(zhuǎn)移到另一個(gè)設(shè)備的動(dòng)態(tài)過(guò)程延長(zhǎng)，因此在t1-t2時(shí)間段內(nèi)，整個(gè)混合開關(guān)將產(chǎn)生更多的傳導(dǎo)損耗。

圖12 寄生參數(shù)對(duì)動(dòng)態(tài)特性的影響

4 結(jié)束語(yǔ)

本文分析了Si IGBT與Sic MOSFET的各自優(yōu)點(diǎn)與缺陷，IGBT由于開關(guān)速度慢與拖尾電流的存在增加了開關(guān)損耗，而MOSFET由于其單極性特點(diǎn)，導(dǎo)通損耗較大。為綜合利用兩者優(yōu)勢(shì)提出了混合開關(guān)模塊，該模塊結(jié)合了Si IGBT的低導(dǎo)通損耗和Sic MOSFET的低開關(guān)損耗，并給了其相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)控制方式以實(shí)現(xiàn)IGBT的ZVS，最后分析了模塊中寄生參數(shù)對(duì)混合開關(guān)動(dòng)態(tài)特性的影響，為實(shí)際制造與使用混合開關(guān)模塊提供了相應(yīng)的理論基礎(chǔ)。