朱明旺，李天望,2

（1.湘潭大學,湖南湘潭 411105；2.湖南國科微電子股份有限公司，長沙 410100）

1 引言

隨著通信技術和集成電路技術的發(fā)展，物聯(lián)網(wǎng)得到更廣泛的應用，在物聯(lián)網(wǎng)的各個節(jié)點中使用很多傳感器電路來檢測環(huán)境信息，這些電路僅在接收和發(fā)送數(shù)據(jù)時處在工作狀態(tài)，并且工作狀態(tài)僅在整個時鐘周期中占很小部分，其他時候則會處在休眠狀態(tài)以降低電路功耗[1,2]。振蕩器電路可以產(chǎn)生基準時鐘信號，通過配合計時器產(chǎn)生喚醒信號完成對后續(xù)電路的控制，如何保證處在休眠狀態(tài)的電路精確喚醒對時鐘源的精度提出了很高的要求。一般來說，對頻率精度要求高的應用場合會使用晶體振蕩器，但晶體振蕩器不能在芯片內(nèi)部集成，因而增加了電路系統(tǒng)面積和成本，并且具有功耗較大、不利于低功耗設計的實現(xiàn)等缺點，盡管國外也有研究人員設計出了具有較低功耗或者較高精度的RC振蕩器[3-6]。

本文設計了一種在較寬溫度范圍內(nèi)都具有較好頻率穩(wěn)定性的RC振蕩器，在-40～40℃的溫度范圍內(nèi)相對頻率變化約為±0.62‰，能夠適應國內(nèi)各地區(qū)的應用環(huán)境。

2 電路結構和基本原理

該RC振蕩器核心電路由RC網(wǎng)絡和兩組反相器構成，兩組反相器分別采用三級和五級結構以獲得更大增益，中間由耦合電容C隔開，電阻R跨接在五級反相器首尾端，局部電壓調(diào)整電路由一個NMOS電壓跟隨器和PTAT基準電流源提供偏置的快速翻轉復制反相器構成[7-9]，該電路為振蕩器核心電路供電。本文提出的RC振蕩器原理圖如圖1所示。

圖1 RC振蕩器原理圖

2.1 PTAT基準電流源

傳統(tǒng)的PTAT電流源一般采用Beta乘積電流源結構[10,11]，如圖2(a)所示，在此電流源的基礎上將NMOS器件換成PMOS器件，就變成了PMOS共源共柵電流鏡，如圖2（b）所示。PMOS共源共柵電流鏡環(huán)路由MP1、MP2、MP3、MP4和R組成，應用基爾霍夫電壓定律（KVL）可得：

對MP2、MP4和VDD組成的環(huán)路再次利用基爾霍夫電壓定律（KVL）得：

聯(lián)立（1）式（2）式可得：

圖（2）(b)中所有管子處在飽和區(qū)，利用飽和區(qū)電流表達式（忽略溝道長度調(diào)制效應）[12]，結合（2）式和（3）式可得：

式中Cox為單位面積柵氧電容，W/L為MOS管寬長比，γ=(W/L)2-1/2+(W/L)3-1/2,VTp>0。假設 μp、VTp和R僅受溫度影響，對（4）式求溫度T的導數(shù)得：

式中 Kx=(1/x)·(d x/d T)，（5）式中有 d I/d T，定義 KIref=（1/Iref）·（d Iref/d T）為基準電流源輸出電流的溫度系數(shù)。

為了使電流源產(chǎn)生正溫度系數(shù)的電流，KIref應滿足：KIref>0。對（6）式分析可知，分母為負數(shù)；分子中，第一項中Kμp為負，KVTp為負，因此第一項為負，第二項中為負，且|Kμp|通常大于|KR|，第三項始終為正。第一項和第二項和的絕對值大于第三項即可保證分子為負，如此即可得到正溫度系數(shù)的輸出電流。

為了盡可能減小芯片面積，本文采用NMOS管替代電阻 R，如圖 2（c）所示。

圖2 傳統(tǒng)PTAT基準電流源和本文提出的PTAT基準電流源

2.2 局部電壓調(diào)整電路

圖3 局部電壓調(diào)整電路

局部電壓調(diào)整電路由NMOS管MN2、MN3和PMOS管MP6構成，PTAT基準電流源為電路提供偏置，如圖3所示。振蕩器核心電路通過MN2獲得偏置電壓，在振蕩器核心電路產(chǎn)生局部調(diào)整電壓VDDLocal，同時限制振蕩器電流，如果采用低壓器件振蕩器核心電路可以偏置在弱反型區(qū)，可以極大地降低電路功耗，符合低功耗設計要求。此外，振蕩器核心電路連接MN3源極電壓VDDLocal，而非電源電壓VDD，當電源電壓產(chǎn)生波動時，振蕩器核心電路工作電壓具有較好的穩(wěn)定性，降低了電源的線性。通過合理設置PTAT管子和MN2、MP6的寬長比，可使MN2和MP6工作在亞閾值區(qū)（弱反型區(qū)）。當MOSFET工作在亞閾值區(qū)時，VGS≈VTH[12]。

對于MN2有：

對于MP6有：

由（7）、（8）式得：

由（9）式可知，VDDLocal跟隨MN2和MP6的閾值電壓，閾值電壓是絕對溫度T的函數(shù)而與電源電壓無關，這降低了電源電壓波動對振蕩器核心電路的影響。同時，當VDDLocal跟隨閾值電壓時，反相器的延遲幾乎不受溫度變化影響。

2.3 振蕩器核心電路

振蕩器時鐘周期由RC單元延時t0和反相器通過各級延時tINV兩部分組成，定義反相器相對翻轉電壓點KSW=VSW/VDDLocal，其中VSW為反相器翻轉電壓。RC結點電壓擺幅在（KSW+1）VDDLocal到（KSW-1）VDDLocal之間，如圖6所示，RC單元延時為：

當 KSW=0.5時，時鐘周期占空比為 50%，t0=ln（9）·RC≈2.2RC，此時振蕩器頻率對KSW具有最小的敏感性。

由于振蕩器時鐘周期t=t0+tINV，反相器的延遲時間如何受溫度和電源電壓變化的影響對于振蕩器頻率穩(wěn)定性的研究具有重要意義。反相器延遲時間模型有很多，其中適用于短溝道器件較為完善的分析模型是α 次冪 MOS模型（alpha-power law MOSmodel）[13]。由反相器延遲模型可知：

式中，tpHL、tpLH分別表示反相器高電平下降到低電平的延遲和低電平上升到高電平的延遲，CL為負載電容，ID為VDS=VGS=VDD時的電流值，（11）式第一項表示輸入信號斜率對反相器延遲的影響。在短溝道器件中，vT=0.2 α=1，（11）式可表示為：

對于本設計反相器加電壓VDDLocal，VDDLocal跟隨兩個MOS管的閾值電壓。在輸入信號斜率恒定的情況下，-40～80℃的溫度范圍內(nèi)第二項僅產(chǎn)生幾納秒的波動，可以認為反相器的延遲保持恒定。

3 電路仿真

本設計采用NEX chip 0.15μm CMOS工藝進行設計，電源電壓3.3 V，通過理論分析確定各器件參數(shù)，使用Cadence公司的Spectre仿真器進行仿真。在-40～80℃溫度范圍進行掃描，PTAT基準電流源的電流隨溫度線性增大，室溫（27℃）時電流為422 nA，PTAT基準電流源輸出結果如圖4所示。

圖4 PTAT基準電流源輸出電流

在電源電壓3.3 V的條件下，利用Cadence軟件中“Parametric Analysis”工具在-40～80℃的溫度范圍內(nèi)選取10個溫度點對振蕩器中反相器各結點電壓進行分析。

對振蕩器核心電路中反相器各點進行瞬態(tài)分析，由于該振蕩器工作頻率較低，RC結點處具有較小的轉換速率，因此第一級反相器對整個振蕩器時鐘周期變化產(chǎn)生較大影響，為了盡可能降低第一級反相器噪聲對頻率穩(wěn)定性的影響，第一級反相器結點電壓應具有較大擺幅，本設計中RC結點輸出電壓擺幅約為2VDDLocal。RC結點在10個溫度點下輸出電壓的瞬態(tài)響應如圖5所示，可以看到RC單元充放電產(chǎn)生的斜坡。

振蕩器輸出電壓變化溫度掃描結果如圖6所示，從上自下依次是Vi1～Vi8的電壓幅值，從圖中可以看到在恒定電源電壓、不同溫度條件下振蕩器輸出僅在幅值上發(fā)生縱向變化，而在橫向上幾乎沒有相位差，高度重合。我們知道，縱向上不同溫度條件下電壓變化是由于局部電源電壓VDDLocal隨溫度波動引起的，而橫向反映了頻率隨溫度的波動很小，說明振蕩器能夠在較大的溫度范圍內(nèi)具有較好的頻率穩(wěn)定性。

圖5 RC結點電壓的瞬態(tài)響應

圖6 振蕩器各溫度的結點電壓

從表1可知，室溫下振蕩器輸出頻率33.769 kHz，相對頻率變化在（-0.049%，0.353%）之間，在-40～40℃溫度范圍內(nèi)，相對頻率變化在±0.62‰。通過與其他文獻的對比我們可以發(fā)現(xiàn)，本設計不僅在較寬的溫度范圍內(nèi)具有較高的精度，而且低溫范圍可達到-40℃，可以滿足包括東北地區(qū)在內(nèi)的我國各地區(qū)不同環(huán)境溫度的應用要求。

表1 本文提出的振蕩器指標與其他文獻的對比

4 結論

本文設計了一種應用于喚醒電路的高精度RC振蕩器，電路設計了一種全新的PTAT基準電流源提供偏置，局部電壓調(diào)整電路使振蕩器核心電路偏置電壓VDDLocal能夠動態(tài)跟隨MOS管閾值電壓，使反相器延遲不受溫度影響，同時可以降低電源電壓VDD波動對振蕩器核心電路的影響，降低了電源線性。通過仿真驗證表明，該振蕩器在較寬的溫度范圍內(nèi)具有較高的頻率穩(wěn)定性。