黃亞峰，陳 劍，劉俊峰，祝明佳，韓 瑜

(1.東北電力大學(xué) 電氣工程學(xué)院，吉林 吉林132012；2.國網(wǎng)安徽省電力公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，安徽 合肥 230000；3.杭州市富陽區(qū)供電公司，浙江 杭州 311400)

DC-DC變換是一個(gè)通過開關(guān)調(diào)節(jié)方式控制直流電壓實(shí)現(xiàn)電能變換的技術(shù)，這種技術(shù)被廣泛應(yīng)用于各種開關(guān)電源，直流調(diào)速應(yīng)用，可再生能源發(fā)電等系統(tǒng)中.上個(gè)世紀(jì)，隨著功率開關(guān)器件的發(fā)展，DC-DC變換器在變換拓?fù)浜妥儞Q技術(shù)方面已經(jīng)取得了很大的成就，并且已經(jīng)發(fā)展到一個(gè)相當(dāng)高的水平[1～3]，當(dāng)今對(duì)于光伏發(fā)電系統(tǒng)的低壓直流逆變技術(shù)常用的一種是兩級(jí)式，即前級(jí)是DC-DC升壓電路，后級(jí)是逆變器[1～4].在應(yīng)用研究方面前級(jí)通常需要根據(jù)特定場(chǎng)景，有針對(duì)性的選擇DC-DC變換器結(jié)構(gòu)與相應(yīng)的變換技術(shù)[4～14].

DC-DC變換器拓?fù)淇梢苑譃楦綦x和非隔離兩種，通常隔離型變換器有正激、反激、推挽以及橋式四種結(jié)構(gòu)，而正反激結(jié)合型是由正激或反激衍生出來的，能有效提高變換器的電壓增益，具有效率高、相對(duì)功率密度高的優(yōu)勢(shì)，得到了廣泛運(yùn)用[15～19].由于正反激DC-DC變換器采用變壓器會(huì)存在磁復(fù)位問題，若不有效解決會(huì)造成變壓器磁飽和，降低能量變換效率，甚至?xí)a(chǎn)生過大反向電壓損壞功率器件[20～22].文獻(xiàn)[23]采用有源鉗位磁復(fù)位技術(shù)，對(duì)變壓器利用效率的提高提供了一個(gè)很好的選擇.文獻(xiàn)[24]針對(duì)應(yīng)用于光伏發(fā)電系統(tǒng)提出了一種新型高增益DC-DC變換器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)分別在高壓側(cè)和低壓側(cè)降低了電壓和電流應(yīng)力，更加可靠的進(jìn)行調(diào)節(jié)輸出電壓.直流變換器在光伏發(fā)電系統(tǒng)應(yīng)用越來越廣泛，隨著電力電子技術(shù)的大力發(fā)展，直流變換器今后的發(fā)展趨勢(shì)是小型化、高效化、高可靠性[25].

本文針對(duì)光伏微逆前級(jí)容量相對(duì)較小的DC-DC應(yīng)用環(huán)節(jié)，為了在更高的升壓比要求下降低變換器尺寸，達(dá)到整體高效的目的，引入一種正反激倍壓DC-DC變換器拓?fù)?，并采用有源鉗位技術(shù)提高變換器在磁復(fù)位期間變壓器的能量傳輸效率.本文在分析正反激變換電路的工作原理基礎(chǔ)上，研究了正反激倍壓拓?fù)涞墓ぷ鳈C(jī)理，在PSIM仿真下對(duì)各部分進(jìn)行仿真分析，并驗(yàn)證分析的正確性.

1 正反激倍壓變換器拓?fù)?/h2>

1.1 傳統(tǒng)單激型DC-DC變換器拓?fù)?/h3>

正激變換器與反激變換器屬于單激型變換器，正激變換器，如圖1(a)所示.其由變壓器，復(fù)位繞組，開關(guān)管M1以及若干二極管和輸出端電感L1與電容C1構(gòu)成，在M1導(dǎo)通時(shí)，其通過變壓器耦合給二次側(cè)供電，當(dāng)M1關(guān)斷時(shí)，其變壓器存儲(chǔ)的能量通過復(fù)位繞組返還電源端[26].反激變換器，如圖1(b)所示.圖中，Ui為變換器的輸入電壓，T為變壓器，M為控制開關(guān)，C為儲(chǔ)能濾波電容，R為負(fù)載電阻，其運(yùn)行與正激相比，M導(dǎo)通，變壓器一次側(cè)激勵(lì)時(shí)，沒有直接向負(fù)載傳輸功率，M關(guān)斷時(shí)，其向負(fù)載側(cè)傳輸功率[27].

圖1 (a)正激式變換器 (b)反激式變換器

圖2 (a)為正反激結(jié)合型倍壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) (b)正反激等效原理圖

正反激結(jié)合型倍壓拓?fù)潆娐肥疽鈭D，如圖2所示.圖2(a)中V為輸入端電壓，開關(guān)管M2與鉗位電容C1構(gòu)成有源鉗位，M1為正激下的開關(guān)管，T為變壓器，D1，D2與電容C2，C3分別構(gòu)成回路，進(jìn)行正反激儲(chǔ)能，C4為倍壓儲(chǔ)能電容并對(duì)負(fù)荷側(cè)穩(wěn)壓輸出，圖2(b)中將變壓器進(jìn)行T型等效，LS與LP為漏感，Li為勵(lì)磁電感.

下面通過分析電路在一個(gè)周期內(nèi)的工作情況來總結(jié)該拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài).假設(shè)鉗位電容C1看作理想電壓源；開關(guān)管存在輸出結(jié)電容，變壓器存在漏感和勵(lì)磁電感，為便于分析，將鉗位開關(guān)管M2的輸出結(jié)電容等效到鉗位電容C1.在此條件下，將其分為正激變換和反激變換工作階段，各工作階段的等效電路，如圖3所示.

圖3 (a)階段1：正激變換(t0～t1) (b)階段2：反激變換(t1～t3) (c)階段3：有源鉗位(t1～t2) (d)階段4：有源鉗位(t2～t3) (e)倍壓輸出 (f)主要電壓電流波形

(1)階段1，正激變換如圖3(a)，t0～t1時(shí)段，M1開關(guān)導(dǎo)通(M1與M2同頻率，但通斷互補(bǔ))，IDM1升高，UC2電壓升高，一次側(cè)能量通過變壓器耦合通過D1給C2供電，一部分能量存儲(chǔ)在變壓器里.

(2)階段2，反激變換如圖3(b)，t1～t3時(shí)段，開關(guān)管M2導(dǎo)通，此時(shí)反激變換階段，鉗位電容維持變壓器對(duì)二次側(cè)輸出電壓，開關(guān)管電流IDM2與鉗位電容電壓UC1出現(xiàn)波動(dòng)，其變壓器存儲(chǔ)的能量通過二次繞組將能量供給C3.

(3)階段3和階段4，有源鉗位如圖3(c)和圖3(d)，t1～t2時(shí)段，儲(chǔ)能電容C1進(jìn)行儲(chǔ)能.t2～t3時(shí)段，IDM1繼續(xù)關(guān)斷，此時(shí)仍為反激變換，同t1～t2時(shí)段，M2與C1構(gòu)成有源鉗位電路，變壓器復(fù)位電壓由鉗位電容電壓構(gòu)成，利用鉗位電容消除漏感尖峰并存儲(chǔ)漏感能量，充分利用剩磁，為變壓器中反激變換提供穩(wěn)壓的作用，保證高效率.

(4)倍壓的實(shí)現(xiàn)，如圖3(e)，最后C2，C3倍壓通過輸出濾波電容C4對(duì)負(fù)荷側(cè)釋放能量.

以上是一個(gè)開關(guān)周期的工作過程，通過對(duì)開關(guān)周期內(nèi)匝數(shù)比與占空比的分析，以及電容C2和C3上的電壓平均值，選定正激變換階段下的變壓器匝數(shù)比[28]，進(jìn)行計(jì)算正激變換的開關(guān)占空比，可以得出以下關(guān)系，即有

(1)

其中：tON為M1開關(guān)管的開通時(shí)間；T為周期；UO為輸出電壓；UIN為輸入電壓；NP初級(jí)線圈匝數(shù)；NS為變壓器次級(jí)線圈匝數(shù)；DM2為正反激變換器中反激變換開關(guān)的占空比.

(2)

其中：UC2為電容C2的電壓；UC3為電容C3的電壓；UC4為電容C4的電壓；UO為負(fù)荷側(cè)輸出電壓.由公式(1)和公式(2)可以看出，給定輸入輸出額定電壓，在一定匝數(shù)比下，合理計(jì)算占空比，并且得出正激變換與反激變換下的電壓分配.

2 仿真實(shí)驗(yàn)分析

基于PSIM仿真軟件，分別搭建了正激變換器，boost升壓變換器和本文引入的正反激變換器仿真系統(tǒng)，通過給定系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行仿真并通過其實(shí)驗(yàn)結(jié)果來說明引入的正反激變換器優(yōu)越性能.

仿真算例設(shè)定的三個(gè)仿真系統(tǒng)主要技術(shù)參數(shù)為：輸入U(xiǎn)IN/輸出UO電壓為25 V/400 V，額定功率Po為300 W，開關(guān)頻率f為50 kHz，負(fù)荷側(cè)等效電流為Io=Po/Uo=0.75 A，等效負(fù)荷電阻為Ro≈533.33 Ω.正激變換與正反激變換仿真系統(tǒng)中變壓器匝數(shù)比為1∶6，初級(jí)電感L為65.10 μH，boost升壓變換器中電感為97.66 μH.

圖4給出了三種由25 V倍壓到400 V的升壓變換器仿真運(yùn)行主要電壓電流實(shí)驗(yàn)波形.由圖4(a)、圖4(b)知：boost升壓變換器輸出電壓為392 V～406 V，輸出電流0.73 A～0.76 A，電壓紋波系數(shù)為3.5%，占空比達(dá)到0.9.正激變換器輸出電壓為354 V，輸出電流為0.66 A，電壓紋波系數(shù)為2.5‰，為達(dá)到400 V輸出而使占空比達(dá)到0.625，實(shí)際上正激變換器占空比不大于0.5，仿真表明，同等工況下升壓達(dá)不到要求.正反激變換器輸出電壓為400 V，輸出電流0.75 A，電壓紋波系數(shù)約為0.126‰，占空比DM1為0.625，輸出波形平穩(wěn).圖4(c)為鉗位電容電壓在正反激變換下的波形圖，其吸收剩磁能量維持反激變換穩(wěn)壓輸出而產(chǎn)生極性變化，電壓值范圍在-42 V～20 V.圖4(d)為正反激變換到二次側(cè)的正激變換與反激變換電壓，然后倍壓給等效負(fù)荷側(cè)，驗(yàn)證了公式(2)的合理性.

圖4 (a)負(fù)荷側(cè)輸出電壓 (b)負(fù)荷側(cè)輸出電流 (c)鉗位電容電壓 (d)正反激變換電壓

3 結(jié) 論

通過引入一種正反激倍壓DC-DC變換器拓?fù)洌槍?duì)一個(gè)開關(guān)周期中3個(gè)工作階段的等效電路和相應(yīng)階段主要電量的波形圖，分析了該拓?fù)涞墓ぷ鳈C(jī)理，通過理論分析和仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證可知，正激變換器有著拓?fù)浜?jiǎn)單且高可靠性低成本得優(yōu)點(diǎn)，但同也存在著變壓器單向磁化和利用率較低的問題，boost變換器有效率高，體積小的優(yōu)點(diǎn)，但存在著紋波較大的的缺點(diǎn)，而這種綜合了正激和反激變換器特點(diǎn)的變換器有以下結(jié)論：

(1)與傳統(tǒng)升壓boost變換器相比，在采用電感材料相當(dāng)?shù)那闆r下，其輸出功率更大，且輸出電壓與電流脈動(dòng)小.

(2)與正激變換器相比，拓?fù)溟_關(guān)管占空比可以大于0.5，具有更大的升壓比空間.

(3)引入的拓?fù)涫褂糜性淬Q位電路吸收剩磁能量，該能量在反激運(yùn)行狀態(tài)傳遞至二次側(cè)，提高了變壓器利用率.該變換器拓?fù)溥m合于小容量光伏微逆前級(jí)DC-DC變換，有利于減小電路的體積和成本，改善工作性能.