郭磊磊 金楠 韓東許 李晉

摘 要：針對(duì)常規(guī)的模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法需要設(shè)計(jì)權(quán)重因子、計(jì)算量大、開關(guān)頻率高等問(wèn)題，提出了一種改進(jìn)的基于電壓矢量?jī)?yōu)化的背靠背永磁直驅(qū)風(fēng)電變流器共模電壓抑制方法。詳細(xì)分析了每個(gè)電壓矢量對(duì)背靠背風(fēng)電變流器電流變化率的影響，從而揭示了3矢量法存在電流畸變的本質(zhì)原因，并基于該分析結(jié)果提出了一種改進(jìn)的4矢量模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法。該方法不僅適用于機(jī)側(cè)變流器，而且適用于網(wǎng)側(cè)變流器。在實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制的同時(shí)，該方法還可以降低開關(guān)頻率并減小計(jì)算量，且沒有明顯影響電流的動(dòng)穩(wěn)態(tài)特性。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提方法的有效性。

關(guān)鍵詞：背靠背；永磁直驅(qū)風(fēng)電變流器；共模電壓抑制；模型預(yù)測(cè)控制；低開關(guān)頻率

中圖分類號(hào)：TM 313

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2018）06-0077-10

Abstract：Conventional model predictive commonmode voltage reduction methods need to design weighting factors and have problems of large calculation amount and high switching frequency. An improved voltage vector optimization based commonmode voltage suppression strategy is proposed for backtoback permanentmagnet directdrive wind power converters.The influence of each voltage vector on the current rate of the backtoback wind converter was analyzed in detail， which reveals the essential reason of current distortion in the 3vector method. Then， an improved 4vector based commonmode voltage suppression strategy was proposed based on analytical results. This method can be applied not only to the generator side converter but also to the grid side converter. And this method can suppress the commonmode voltage， and at the same time reduce the switching frequency and the calculation amount with no obvious effect on the dynamic and steady state response of the current. Simulation and experimental results verify the effectiveness of the proposed algorithm.

Keywords：backtoback； permanentmagnet directdrive wind power converters； commonmode voltage suppression； model predictive control； low switching frequency

0 引 言

近年來(lái)，永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)因其可靠性高、電網(wǎng)適應(yīng)能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)而在大功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，特別是海上風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用[1-4]。永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)通常采用背靠背變流器實(shí)現(xiàn)能量轉(zhuǎn)換，而背靠背變流器常常會(huì)輸出較大的共模電壓，危害其正常安全運(yùn)行[5]。為此，許多學(xué)者開展了關(guān)于變流器共模電壓抑制策略的研究[6-15]。

現(xiàn)有的變流器共模電壓抑制方法可以分為基于硬件的方法[6]和基于軟件的方法[7-15]，如圖1所示?；谟布姆椒ㄐ枰~外的增加硬件電路，因此會(huì)提高系統(tǒng)的成本。基于軟件的方法因可以通過(guò)設(shè)計(jì)特定的算法代替硬件電路來(lái)實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制而受到更廣泛的關(guān)注。常規(guī)基于軟件的共模電壓抑制方法常常需要設(shè)計(jì)復(fù)雜的PWM調(diào)制單元[7-8]，導(dǎo)致這類方案實(shí)現(xiàn)較困難。近年來(lái)，模型預(yù)測(cè)控制因具有控制靈活、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、可實(shí)現(xiàn)低開關(guān)頻率和多目標(biāo)優(yōu)化控制等特點(diǎn)而在電力電子技術(shù)中得到越來(lái)越多的關(guān)注。借助于模型預(yù)測(cè)控制所具有的特點(diǎn)，文獻(xiàn)[9-15]開展了變流器的模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法研究。基于模型預(yù)測(cè)控制的共模電壓抑制方法又可以分為基于目標(biāo)函數(shù)優(yōu)化的方法[9-10]和基于電壓矢量?jī)?yōu)化的方法[11-15]。基于目標(biāo)函數(shù)優(yōu)化的方法借助于模型預(yù)測(cè)控制所具有的多目標(biāo)優(yōu)化控制特性，通過(guò)在原目標(biāo)函數(shù)中增加共模電壓抑制這一優(yōu)化目標(biāo)來(lái)實(shí)現(xiàn)共模電壓優(yōu)化控制。這類方法需要合理的設(shè)計(jì)權(quán)重因子來(lái)權(quán)衡多個(gè)控制目標(biāo)，而目前尚沒有成熟的權(quán)重因子設(shè)計(jì)方法。

Patricio Cortés等針對(duì)多電平級(jí)聯(lián)H橋變流器，研究了一種基于電壓矢量?jī)?yōu)化選擇的共模電壓抑制方法[11]。Seyed Kazem Hoseini等則研究了基于電壓矢量?jī)?yōu)化選擇的兩電平變流器共模電壓抑制方法[12-15]。然而，文獻(xiàn)[12]所設(shè)計(jì)的方法每個(gè)周期需要6次優(yōu)化運(yùn)算，存在計(jì)算量大和開關(guān)頻率高等缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[13]設(shè)計(jì)的方法每個(gè)周期要優(yōu)化選擇兩個(gè)電壓矢量同時(shí)工作。雖然該方案減小了電流THD，但其計(jì)算量更大、開關(guān)頻率更高。為了減小算法復(fù)雜度，SungkiMun等設(shè)計(jì)了一種基于無(wú)差拍的變流器共模電壓抑制方法[14]，但該方法需要根據(jù)電流的微分計(jì)算目標(biāo)電壓矢量，易引入噪聲[15]。

針對(duì)大功率變流器低開關(guān)頻率控制的要求，文獻(xiàn)[16]提出了一種新的電壓矢量選擇方法。然而，該方法需要同時(shí)采用兩個(gè)零電壓矢量進(jìn)行優(yōu)化運(yùn)算，因此其輸出共模電壓較大。本文以文獻(xiàn)[16]和現(xiàn)有的模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法為基礎(chǔ)，以降低計(jì)算量和開關(guān)頻率為目標(biāo)，研究了背靠背永磁直驅(qū)風(fēng)電變流器的共模電壓抑制方法，并提出了一種改進(jìn)的既適用于機(jī)側(cè)變流器，又適用于網(wǎng)側(cè)變流器的模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法。該方法在實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制的同時(shí)，既可以降低開關(guān)頻率，又可以減小計(jì)算量，且?guī)缀醪挥绊戨娏鞯膭?dòng)穩(wěn)態(tài)特性。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提算法的有效性。

1 常規(guī)的模型預(yù)測(cè)控制方法

典型的永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)拓?fù)淙鐖D2所示。該拓?fù)溆杀晨勘硻C(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器構(gòu)成。近年來(lái)，模型預(yù)測(cè)控制被廣泛的應(yīng)用于變流器的優(yōu)化控制中，其典型的控制流程圖如圖3所示。將背靠背永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器和機(jī)側(cè)變流器的離散數(shù)學(xué)模型分別代入圖3所示的預(yù)測(cè)模型中，即可分別實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)變流器和機(jī)側(cè)變流器的模型預(yù)測(cè)控制，具體可參考文獻(xiàn)[17]和文獻(xiàn)[18]。本文以背靠背風(fēng)電變流器的共模電壓抑制為研究目標(biāo)，而電壓矢量是影響共模電壓的主要因素，因此本文重點(diǎn)研究應(yīng)用于背靠背風(fēng)電變流器的模型預(yù)測(cè)電壓矢量選擇方法。

共模電壓是由逆變器的高速開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的。對(duì)圖2所示的兩電平電壓源逆變器而言，其包含6個(gè)非零電壓矢量和2個(gè)零矢量，其中，非零矢量產(chǎn)生的共模電壓峰值為±udc/6，而零矢量產(chǎn)生的共模電壓峰值為±udc/2。因此，為了抑制共模電壓，需要合理設(shè)計(jì)電壓矢量方法，并避免使用零矢量。

常規(guī)的模型預(yù)測(cè)電壓矢量選擇方法包括兩種，如圖4所示。這兩種方法都既可以用于機(jī)側(cè)變流器，也可以用于網(wǎng)側(cè)變流器。

圖4（a）所示的方法由于每個(gè)周期需進(jìn)行7次優(yōu)化運(yùn)算，因此被稱為7矢量法。圖4（b）所示的方法對(duì)圖4（a）進(jìn)行了改進(jìn)以滿足大功率變流器低開關(guān)頻率控制的要求，該方案只有在上一周期作用的電壓矢量為零矢量時(shí)才允許不相鄰矢量切換，否則只在相鄰矢量之間進(jìn)行切換，以保證每個(gè)周期只有一相換流，從而降低了開關(guān)頻率[16]。然而，由于這兩種方法都使用了零矢量，其共模電壓都較大。

2 常規(guī)的模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法

2.1 常規(guī)的共模電壓抑制矢量選擇方法

如上文所述，圖4所示的常規(guī)電壓矢量選擇方法存在共模電壓較大的缺點(diǎn)?？紤]到零電壓矢量產(chǎn)生的共模電壓最大，直接摒棄零矢量可以減小共模電壓，從而可得圖5所示的電壓矢量選擇方法。

圖5（a）為文獻(xiàn)[12]所設(shè)計(jì)的常規(guī)共模電壓抑制電壓矢量選擇方法，圖5（b）則是根據(jù)圖4（b）類推得到的。由于圖5（a）所設(shè)計(jì)的方法每個(gè)周期只允許采用6個(gè)非零電壓矢量進(jìn)行優(yōu)化運(yùn)算，因此被稱為6矢量法，圖5（b）則被稱為3矢量法。

從圖5可以看出，3矢量法由于只允許相鄰矢量切換，因此其開關(guān)頻率較低，計(jì)算量較小。然而，3矢量法的備選矢量較少，因此其是否適用于背靠背機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器，還需要深入分析研究。

2.2 3矢量法的可行性分析

以下首先對(duì)3矢量法在機(jī)側(cè)變流器應(yīng)用中的可行性進(jìn)行分析。永磁同步發(fā)電機(jī)在轉(zhuǎn)子磁鏈同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上的數(shù)學(xué)模型可以表示為：

如圖6所示，將電壓矢量平面分為12個(gè)扇區(qū)，在每一個(gè)扇區(qū)中都有3個(gè)電壓矢量使id（iq）增加，另3個(gè)電壓矢量使id（iq）減小。以扇區(qū)3為例進(jìn)行分析，在該扇區(qū)中，電壓矢量u3（010）、u4（011）和u5（001）可以使電流iq增加，另3個(gè)矢量使iq減小。3矢量法采用3個(gè)相鄰的非零電壓矢量進(jìn)行優(yōu)化運(yùn)算，如果上一周期作用的電壓矢量為u4（011），則下一周期只允許采用u3（010）、u4（011）和u5（001）進(jìn)行優(yōu)化運(yùn)算。如上述分析，如果此時(shí)永磁同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置恰好位于扇區(qū)3，則3個(gè)備選電壓矢量均不能實(shí)現(xiàn)減小iq的控制目標(biāo)。而如果此時(shí)的控制目標(biāo)恰好是減小iq時(shí)，則無(wú)論選擇哪一個(gè)備選矢量，都會(huì)導(dǎo)致出現(xiàn)較大的電流控制誤差。因此，3矢量法在機(jī)側(cè)變流器的應(yīng)用中存在電流畸變較大的問(wèn)題。

同理，可分析3矢量法在網(wǎng)側(cè)變流器中應(yīng)用的可行性。網(wǎng)側(cè)變流器在電網(wǎng)電壓同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上的數(shù)學(xué)模型可表示為[19]：

同樣將電壓矢量平面平分為12個(gè)扇區(qū)，可分析在每一個(gè)扇區(qū)中電壓矢量對(duì)電流的控制作用。如在扇區(qū)1中，電壓矢量u6（101）、u1（100）和u2（110）可以增加電流iq，另3個(gè)矢量可以減小iq。此時(shí)，如果采用3矢量法進(jìn)行網(wǎng)側(cè)變流器的控制，且當(dāng)備選電壓矢量是u6（101）、u1（100）和u2（110），而電網(wǎng)電壓矢量又恰好位于扇區(qū)1時(shí)，備選矢量只能實(shí)現(xiàn)增加iq的控制目標(biāo)，而無(wú)法減小iq。這就導(dǎo)致3矢量法應(yīng)用于網(wǎng)側(cè)變流器時(shí)也存在電流畸變較大的問(wèn)題。

仔細(xì)對(duì)比圖6和圖7還可以發(fā)現(xiàn)，機(jī)側(cè)d軸電流變化率和網(wǎng)側(cè)變流器的q軸電流變化率是一致的，而機(jī)側(cè)q軸電流變化率和網(wǎng)側(cè)的d軸電流變化率正好相反。這主要是因?yàn)闄C(jī)側(cè)采用了轉(zhuǎn)子磁鏈定向，而網(wǎng)側(cè)采用了電網(wǎng)電壓定向，兩者正好相差90度。實(shí)際上，常規(guī)的并網(wǎng)逆變器虛擬磁鏈控制就是將電網(wǎng)當(dāng)作了運(yùn)行頻率不變的電機(jī)，可見，機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器的控制本質(zhì)上也是一致的。這也說(shuō)明同樣的模型預(yù)測(cè)電壓矢量選擇方法應(yīng)用于機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)得到的結(jié)果也是一致的。

2.3 仿真分析

為了驗(yàn)證3矢量法應(yīng)用于機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器時(shí)都存在電流畸變較大的問(wèn)題，分別對(duì)機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器進(jìn)行了仿真研究。

首先對(duì)機(jī)側(cè)變流器進(jìn)行仿真研究，其參數(shù)如第2.2節(jié)所示。仿真時(shí)，控制永磁同步發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速為400 r/min，設(shè)定iq=40 A，id=0。圖8為6矢量法的仿真結(jié)果，圖9為3矢量法的仿真結(jié)果。對(duì)比圖8和圖9可見，3矢量法可以抑制共模電壓并降低開關(guān)頻率，但其電流存在明顯的畸變，這與第2.2節(jié)的理論分析一致?？梢?，3矢量法并不能直接應(yīng)用于背靠背機(jī)側(cè)變流器。

其次，對(duì)網(wǎng)側(cè)變流器進(jìn)行仿真研究，其參數(shù)如第2.2節(jié)所示。仿真時(shí)設(shè)定iq=80 A，id=0。圖10為6矢量法的仿真結(jié)果，圖11為3矢量法的仿真結(jié)果。

對(duì)比可見，3矢量法可以降低開關(guān)頻率和共模電壓，但其電流已明顯畸變，無(wú)法滿足并網(wǎng)要求。因此，3矢量法也不能在背靠背網(wǎng)側(cè)變流器中使用，這也與理論分析一致。

3 新型模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法

3.1 新型矢量選擇方法原理

由上述理論分析和仿真可知，雖然由傳統(tǒng)的7矢量法去掉零矢量而得到的6矢量法可以實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制，并保證電流可控，但由簡(jiǎn)化的7矢量法去掉零矢量而得到的3矢量法卻導(dǎo)致電流畸變較大。為此，需要對(duì)3矢量法進(jìn)行改進(jìn)。

由圖6和圖7可知，無(wú)論是網(wǎng)側(cè)變流器，還是機(jī)側(cè)變流器，在電壓矢量12個(gè)扇區(qū)的每個(gè)扇區(qū)中，都存在3個(gè)相鄰矢量只能控制使iq（或id）增加（或減?。?，而不能兼顧所有的控制目標(biāo)。

同時(shí)，由圖6和圖7可知，如果同時(shí)選擇4個(gè)電壓矢量作為備選矢量，那么這4個(gè)矢量肯定可以實(shí)現(xiàn)增加iq（或id）或減小iq（或id）的所有控制目標(biāo)。同時(shí)，為了減小電流畸變，至少需要選擇4個(gè)備選電壓矢量。選擇5個(gè)電壓矢量或6個(gè)電壓矢量也可以實(shí)現(xiàn)電流控制，但會(huì)增加系統(tǒng)的開關(guān)頻率和運(yùn)算量。為了盡可能的在實(shí)現(xiàn)電流可控的基礎(chǔ)上降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率，以滿足大功率背靠背風(fēng)電變流器的要求，本文在3矢量法的基礎(chǔ)上提出了一種4矢量模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法。所提出的方法根據(jù)電流瞬時(shí)值的大小來(lái)選擇一個(gè)不相鄰電壓矢量作為備選矢量，從而構(gòu)成了包含3個(gè)相鄰矢量和1個(gè)不相鄰矢量的矢量預(yù)選集。所述根據(jù)電流瞬時(shí)值大小來(lái)選擇不相鄰電壓矢量的目的就是為了在電流可控、開關(guān)切換次數(shù)相同的前提下盡可能的降低開關(guān)損耗。所設(shè)計(jì)的方案如圖12所示。

以電壓矢量u4（011）為例進(jìn)行說(shuō)明，首先允許選擇其自身和兩個(gè)相鄰的電壓矢量u3（010）和u5（001）作為備選矢量，此外增加一個(gè)不相鄰矢量。由于u4（011）向u1（100）切換會(huì)導(dǎo)致3個(gè)橋臂同時(shí)換流，開關(guān)頻率高、開關(guān)損耗大，因此所設(shè)計(jì)的方案不允許相反矢量切換。同時(shí)，如果u4（011）向u2（110）切換則可以保證b相嵌位，a、c相換流；如果u4（011）向u6（101）切換則可以保證c相嵌位，a、b相換流。由于這兩個(gè)不相鄰矢量均可以實(shí)現(xiàn)電流控制且矢量切換次數(shù)相同，因此可以以大電流嵌位為目標(biāo)來(lái)最終選擇一個(gè)最優(yōu)的不相鄰電壓矢量。這樣就可以得到圖12所示的方案。由于該方案采用4個(gè)矢量進(jìn)行優(yōu)化，因此被稱為4矢量法。

3.2 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的4矢量法是否適用于機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)變流器的控制，分別進(jìn)行了仿真研究。為了方便對(duì)比，仿真條件和圖8～圖11一樣。仿真結(jié)果如圖13和圖14所示。圖13給出了所提出的4矢量法應(yīng)用于機(jī)側(cè)變流器的仿真結(jié)果。由圖13和圖8～圖9可見，所提出的4矢量法應(yīng)用于機(jī)側(cè)變流器時(shí)可消除3矢量法的電流畸變，實(shí)現(xiàn)和6矢量法相似的共模電壓抑制效果，并與6矢量法相比降低了開關(guān)頻率。這說(shuō)明了本文所設(shè)計(jì)的方案是有效的。

圖14給出了所提出的4矢量法應(yīng)用于網(wǎng)側(cè)變流器的仿真結(jié)果。對(duì)比圖14和圖10～圖11可見，所提出的4矢量法在實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制的同時(shí)，消除了3矢量法存在的電流畸變，解決了6矢量法開關(guān)頻率較高的問(wèn)題。這也與理論分析一致，表明所提出的4矢量法可應(yīng)用于網(wǎng)側(cè)變流器。

由以上仿真可見，本文所設(shè)計(jì)的4矢量法既可以適用于背靠背風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的機(jī)側(cè)變流器，也可以適用于網(wǎng)側(cè)變流器。該方法在實(shí)現(xiàn)共模電壓抑制的同時(shí)，可以降低開關(guān)頻率，因此更適用于大功率變流器。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的4矢量模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法的有效性，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。在實(shí)驗(yàn)中，采樣頻率設(shè)定為10 kHz，控制系統(tǒng)采用DSP TMS320F28335來(lái)執(zhí)行控制算法?？紤]到4矢量法既可用于機(jī)側(cè)變流器，也可用于網(wǎng)側(cè)變流器，且網(wǎng)側(cè)變流器的控制與機(jī)側(cè)變流器是等效的，因此本文主要以機(jī)側(cè)變流器為例進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。所用電機(jī)的參數(shù)與仿真一致。

圖15為電機(jī)運(yùn)行頻率為20 Hz，電流為80 A時(shí)7矢量法、6矢量法、所提出的4矢量法和3矢量法的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

由圖15可見，7矢量法產(chǎn)生的共模電壓較大，3矢量法雖然減小了共模電壓峰值，但其電流存在明顯的畸變，6矢量法和4矢量法均可以降低共模電壓，并保證電流無(wú)明顯畸變。

圖16給出了7矢量法、6矢量法、所提出的4矢量法和3矢量法的共模電壓FFT分析以具體說(shuō)明所提算法的共模電壓抑制效果。由圖15和圖16可知，6矢量法和4矢量法均可以將共模電壓限制在±udc/6之間，且其FFT頻譜分布基本相同。

圖17對(duì)比了6矢量法和4矢量法的電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)過(guò)程。可見，4矢量法雖然減少了備選矢量，但其電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)基本沒有受到影響。

此外，本文所提的4矢量模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制算法與傳統(tǒng)的6矢量法相比可以降低開關(guān)頻率，其對(duì)比結(jié)果如圖18所示。由圖18可見，4矢量法可以在很寬的范圍內(nèi)降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率，從而可以更好的滿足大功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的要求。

最后，圖19給出了6矢量法和4矢量法的電流THD對(duì)比。由圖19可見，所提4矢量法一定程度上增加了電流的THD，但其增加比例較小。同時(shí)，需要指出的是，將傳統(tǒng)的7矢量法、簡(jiǎn)化的7矢量法、6矢量法及本文提出的4矢量法應(yīng)用于網(wǎng)側(cè)變流器時(shí)，由于并網(wǎng)電流低次諧波較大，很難滿足并網(wǎng)要求。這導(dǎo)致現(xiàn)有的網(wǎng)側(cè)變流器模型預(yù)測(cè)控制算法很難應(yīng)用于工程實(shí)踐。關(guān)于可降低電流THD、可降低共模電壓的網(wǎng)側(cè)變流器模型預(yù)測(cè)控制算法還需要進(jìn)一步深入研究，如研究多矢量定開關(guān)頻率模型預(yù)測(cè)控制等。

5 結(jié) 論

為了抑制大功率背靠背永磁直驅(qū)風(fēng)電變流器的共模電壓，降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率，并減小計(jì)算量，本文基于對(duì)電壓矢量作用的分析，提出了一種同時(shí)適用于背靠背風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器的改進(jìn)型4矢量模型預(yù)測(cè)共模電壓抑制方法。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的4矢量法可以實(shí)現(xiàn)背靠背變流器的共模電壓抑制，并可降低其開關(guān)頻率，因此與傳統(tǒng)的6矢量法相比更適用于大功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)。

參 考 文 獻(xiàn)：

[1] 李娟， 張克兆， 李生權(quán)，等. 最佳葉尖速比的最大功率自抗擾跟蹤控制[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)， 2015， 19（12）：94.

LI Juan， ZHANG Kezhao， LI Shengquan， et al. Maximum power point tracking control with active disturbance rejection controller based on the best tip speed ratio[J]. Electric Machines and Control， 2015， 19（12）：94.

[2] 王剛， 侍喬明， 付立軍，等. 虛擬慣量控制方式下永磁風(fēng)力發(fā)電機(jī)組軸系扭振機(jī)理分析[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)， 2014， 18（8）：8.

WANG Gang， SHI Qiaoming， FU Lijun， et al. Mechanism analysis of torsional vibration for directlydriven wind turbine with permanent magnet synchronous generator shaft system with virtual inertia control[J]. Electric Machines and Control， 2014， 18（8）：8.

[3] 年珩， 周義杰， 李嘉文. 基于開繞組結(jié)構(gòu)的永磁風(fēng)力發(fā)電機(jī)控制策略[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)， 2013， 17（4）：79.

NIAN Heng， ZHOU Yijie， LI Jiawen. Control strategy of permanent magnet wind generator based on open winding configuration[J]. Electric Machines and Control， 2013， 17（4）：79.

[4] 溫嘉斌， 李金澤. 2.935 MW永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)電磁設(shè)計(jì)與仿真[J]. 哈爾濱理工大學(xué)學(xué)報(bào)， 2016， 21（4）：101.

WEN Jiabin， LI Jinze. Electromagnetic design and research of 2.935 MW permanent magnet synchronous generator for wind turbine[J]. Journal of Harbin University of Science and Technology， 2016， 21（4）：101.

[5] 朱顯輝， 師楠， 田德文，等. PWM驅(qū)動(dòng)電機(jī)可靠性研究發(fā)展及展望[J]. 哈爾濱理工大學(xué)學(xué)報(bào)， 2014， 19（4）：22.

ZHU Xianhui， SHI Nan， TIAN Dewen， et al. The development and prospect of reliability research on PWMdriving motor [J]. Journal of Harbin University of Science and Technology， 2014， 19（4）：22.

[6] 姜艷姝，劉宇，徐殿國(guó)，等. PWM變頻器輸出共模電壓及其抑制技術(shù)的研究[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25（9）：47.

JIANG Yanshu， LIU Yu， XU Dianguo， et al. Research on commonmode voltage generated by a PWM inverter and its cancellation technology [J]. Proceedings of the CSEE， 2005， 25（9）：47.

[7] 金喜波. 矩陣變換器SPWM調(diào)制策略研究[J]. 哈爾濱理工大學(xué)學(xué)報(bào)， 2009， 14（4）：36.

JIN Xibo. Research on the SPWM modulation strategy in matrix converter [J]. Journal of Harbin University of Science and Technology，2009， 14（4）：36.

[8] AHMET M H， EMRE U. A highperformance PWM algorithm for commonmode voltage reduction in threephase voltage source inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2011， 26（7）： 1998.

[9] RENE V， JOSE R， CHRISTIAN A R， et al. Predictive control of an induction machine fed by a matrix converter with increased efficiency and reduced commonmode voltage[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion， 2014， 29（2）： 473.

[10] JOSE R， PATRICIO C， RALPH K， et al. Model predictive controlasimple and powerful method to control power converters [C]// IEEE 6th International Power Electronics and Motion Control Conference， May 17-20， 2009， Wuhan， China.

[11] PATRICIO C， ALAN W， SAMIR K， et al. Model predictive control of multilevel cascaded Hbridge inverters [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2010， 57（8）：2691.

[12] SEYED K H， JAFAR A， ABDOLREZA S. Predictive modulation schemes to reduce commonmode voltage in threephase invertersfed AC drive systems[J]. IET Power Electronics， 2014， 7（4）：840.

[13] KAWKS， MUN S. Model predictive control methods to reduce commonmode voltage for threephase voltage source inverters [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015， 30（9）：5019.

[14] MUNS， KAWK S. Reducing commonmode voltage of threephase VSIs using the predictive current control method based on reference voltage [J]. Journal of Power Electronics， 2015， 15（3）：712.

[15] KWAKS， PARK J C. Model predictive direct power control with vector preselection technique for highly efficient active rectifiers [J]. IEEE Transactions on Industrial Informatics， 2015， 11（1）：44.

[16] MATTHIAS P， ERIK S， PAUL T. Switching frequency reduction using model predictive direct current control for highpower voltage source inverters [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2011， 58（7）： 2826.

[17] 尚姝鈺， 陳豪， 姜素霞，等. 基于模型預(yù)測(cè)控制的有源電力濾波器開關(guān)損耗優(yōu)化設(shè)計(jì)[J]. 輕工學(xué)報(bào)， 2017， 32（2）：103.

SHANG Shuyu， CHEN Hao， JIANG Suxia， et al. Optimized design of active power filter switching loss based onmodel predictive control[J]. Journal of Light Industry， 2017， 32（2）：103.

[18] PREINDL M， SCHALTZ E. Sensorless model predictive direct current control using novel secondorder PLL observer for PMSM drive systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2011， 58（9）：4087.

[19] XIA C L， WANG M， SONG Z F， et al. Robust model predictive current control of threephase voltage source PWM rectifier with online disturbance observation[J]. IEEE Transactions on Industrial Informatics， 2012， 8（3）：459.

（編輯：賈志超）