張?zhí)鹛?，?龍，袁衛(wèi)文，武文權

(上海航天電子技術研究所,上海 201109)

Ka波段數(shù)字信道化體制寬帶通信衛(wèi)星鏈路預算

張?zhí)鹛?，?龍，袁衛(wèi)文，武文權

(上海航天電子技術研究所,上海 201109)

對Ka波段數(shù)字信道化技術體制的寬帶通信衛(wèi)星的通信鏈路進行了預算。在地球同步軌道寬帶通信衛(wèi)星的兩個移動用戶的返向鏈路應用場景中，針對Ka波段的雨衰問題，根據(jù)國際電聯(lián)(ITU-R)最新(2015年)發(fā)布的建議書建立并實現(xiàn)了完整的雨衰預測模型和計算軟件，給出了上下行鏈路的雨衰預測值；針對數(shù)字信道化體制下突出的互調干擾問題，有別于現(xiàn)有透明轉發(fā)器根據(jù)功率回退值的工程計算方法，采用轉發(fā)器噪聲功率比(NPR)指標對互調干擾噪聲進行了量化計算。給出了返向上下行鏈路和復合鏈路預算的過程和完整預算結果，在獲得通信速率20 Mb/s時復合鏈路余量為1.96 dB，符合實際情況。所提方法有較高的工程參考價值。

鏈路預算； Ka波段； 數(shù)字信道化； 上行鏈路； 下行鏈路； 雨衰； 互調干擾； 噪聲功率比(NPR)； 鏈路余量

0 引言

隨著衛(wèi)星通信技術和以民航飛機、船舶上網(wǎng)為代表的全球寬帶移動衛(wèi)星通信新需求的快速發(fā)展，對寬帶通信衛(wèi)星支持移動用戶的覆蓋、容量、速率和互聯(lián)等提出了更高的要求。工作頻段從傳統(tǒng)的C，Ku波段發(fā)展為以Ka波段為主，并繼續(xù)向EHF，V，W更高頻段發(fā)展；星上通信載荷的技術體制由傳統(tǒng)的模擬透明轉發(fā)(彎管)體制向具更靈活和更高通信容量的數(shù)字信道化體制發(fā)展。數(shù)字信道化是在基帶域采用數(shù)字信號處理技術，將傳統(tǒng)透明轉發(fā)器的一個寬信道細分為多個窄的子信道，子信道間以電路交換的方式實現(xiàn)任意兩兩互聯(lián)；在子信道級別，工作體制本質上仍是透明轉發(fā)的，從而既具透明轉發(fā)向后兼容不同載波波形的優(yōu)點，又有更高的頻率利用率和更靈活的星上處理轉發(fā)能力，代表了寬帶移動衛(wèi)星通信載荷體制的發(fā)展方向。

數(shù)字信道化轉發(fā)體制目前在國內(nèi)尚屬新的轉發(fā)體制，工程中需解決Ka波段數(shù)字信道化體制的寬帶移動通信衛(wèi)星鏈路預算，并針對性地重點考慮由細分的多個子信道及用戶多載波造成的互調干擾和對Ka波段通信影響嚴重的雨衰。多個子信道間與多個用戶載波間產(chǎn)生的互調干擾噪聲會降低轉發(fā)器的輸出載噪比，在進行鏈路預算時不可忽略；雨衰對Ka波段衛(wèi)星通信的影響非常大，鏈路預算時須予以充分考慮[1]。目前，尚無文獻專門研究數(shù)字信道化體制的寬帶衛(wèi)星通信鏈路，而有關的鏈路預算均未對轉發(fā)器中的互調干擾噪聲在鏈路預算中進行量化。另外，因雨衰預測過程復雜，涉及參數(shù)眾多，少有文獻根據(jù)具體的場景參數(shù)(用戶所在位置和鏈路可用度要求等)動態(tài)精確預報雨衰值，并植入完整的鏈路預算過程，為鏈路預算提供精確可靠的路徑損耗[2-6]。此外，以數(shù)字信道化體制為代表的寬帶移動衛(wèi)星通信的鏈路預算應從寬帶用戶的需求出發(fā)，在一定的應用場景、用戶波形、星上波束覆蓋、用戶所處位置和天氣條件下，預算欲獲得需要的通信速率，是否具鏈路余量(能通信)，或在一定的誤碼率要求下預算能獲得的通信速率。本文針對上述問題對Ka波段數(shù)字信道化體制寬帶通信衛(wèi)星鏈路預算開展研究。

1 鏈路預算應用場景

設定本文的鏈路預算應用場景為寬帶移動用戶終端1(位于南海地區(qū))通過地球同步軌道的寬帶通信衛(wèi)星以星上交換支持下的單跳方式直接向寬帶移動用戶終端2(位于海南地區(qū))返向傳輸寬帶數(shù)據(jù)，如圖1所示。

圖1中：兩個寬帶移動用戶終端均工作于Ka波段。根據(jù)ITU-R和我國對衛(wèi)星移動業(yè)務(MSS)的工作頻率劃分規(guī)定，且為便于鏈路預算，選取返向鏈路的上行鏈路預算工作頻點29.9 GHz，下行鏈路預算工作頻點20.1 GHz。兩個用戶分別位于衛(wèi)星兩個性能相同的點波束覆蓋區(qū)內(nèi)，根據(jù)本文背景研究項目的調研情況，目前工程中可實現(xiàn)的寬帶通信衛(wèi)星與用戶的典型參數(shù)見表1。星上通信載荷采用數(shù)字信道化技術體制。

表1 用戶和衛(wèi)星點波束收發(fā)性能

2 鏈路預算

針對上述鏈路場景，以下重點分析鏈路的雨衰值預測及互調干擾噪聲量化，再綜合上下行鏈路預算的結果對復合鏈路余量進行預算。

2.1 Ka波段雨衰值計算

就降雨對通信鏈路影響的預報而言，ITU-R雨衰模型是國際廣泛認可的方法，該模型最早由ITU在1982年批準，并隨著對雨衰建模的更深入理解以及有更多可用的來自全球資料庫的信息，該模型一直在更新，但目前國內(nèi)在工程實踐中采用的雨衰預測方法多是依據(jù)經(jīng)驗值和早期的雨衰模型進行，其精確性和時效性有待完善。本文依據(jù)ITU-R最新發(fā)布的相關建議書，建立ITU-R P.618-12雨衰模型。該模型關于降雨高度的計算較前期的ITU-R雨衰模型進行了修正，采用了最新的全球年平均0 ℃等溫線高度數(shù)據(jù)計算當?shù)亟涤旮叨?，提高了對全球各地雨衰值預報的準確性，在此基礎上實現(xiàn)了雨衰值計算軟件，為后續(xù)的鏈路預算提供雨衰值參數(shù)。

先引入鏈路可用度概念，即鏈路預算要保證用戶在1年內(nèi)鏈路通信可用的時間百分比。如鏈路可用度95%指1年中95%的時間可用，5%的時間(18.25 d)因降雨而不可用。

根據(jù)ITU-R P.618-12(2015)最新版建議書中的步驟建立雨衰預測模型，該ITU-R雨衰模型是國際廣泛認可的用于通信系統(tǒng)設計的雨衰預測模型[7]。建模步驟如圖2所示。

圖2中：模型輸入?yún)?shù)為用戶端所在位置在平均海平面以上的高度hs；用戶端所在位置到衛(wèi)星的仰角θ；通信頻率f；平均年0.01%時間超過的降雨率R0.01；相對水平位置的極化斜角τ(圓極化時τ=45°)；用戶端所在位置的緯度φ；平均年其他百分比時間p；模型輸出參數(shù)為所關注用戶的降雨高度hR；傾斜路徑長度Ls；傾斜路徑的水平投影LG；衰減率γR；0.01%時間內(nèi)的水平換算系數(shù)r0.01；0.01%時間內(nèi)的垂直調整系數(shù)v0.01；有效路徑的長度LE；平均年0.01%時間超出的衰減A0.01；平均年其他時間超出的衰減AP。

各步驟涉及的參數(shù)具體計算公式參見ITU-R建議書P.618-12[7]。其中：步驟1、4、5用到了ITU-R建議書P.839-4(2013)，P.837-6(2012)，P.838-3(2005)[8-10]。需特別說明的是：步驟1中hR值用海平面上的平均0 ℃等溫線高度h0計算，根據(jù)最新的P.839-4建議書在附件中給出的h0的數(shù)字地圖，對最近的4個經(jīng)緯度網(wǎng)格點進行雙線性插值得到任意經(jīng)緯度的h0。步驟4確定平均年0.01%時間超過的降雨率R0.01，如從用戶所在地的長期統(tǒng)計數(shù)據(jù)無法得到降雨率，可采用P.837-6建議書提供的全球降雨率分布圖中的數(shù)值作為近似估值。步驟5衰減率的計算公式為

γR=k(R0.01)α

(1)

式中：k，α為衰減因子，是頻率、仰角和極化斜角的函數(shù)，在P.838-3建議書中給出了其迭代等式，這些等式是由離散計算獲得的曲線擬合到冪次律系數(shù)推出的。步驟9計算得出平均年0.01%時間超出的衰減A0.01，再換算(換算公式見ITU-R建議書P.618-12)得到步驟10中的平均年其他百分比(p取值范圍為0.001%～5%)時間超出的衰減值Ap。

根據(jù)以上建模過程，編寫雨衰值計算程序，輸入鏈路參數(shù)，其中海南地區(qū)的地理位置和降雨率依據(jù)參考文獻[11-12]，南海地區(qū)的降雨率參數(shù)依據(jù)建議書P.837-6。在本文預算應用場景中，鏈路可用度95%，平均分配到上、下行鏈路的可用度分別為97.5%[13]。則上行鏈路的雨衰值為平均年2.5%(即p=2.5%)時間超出的衰減A2.5，計算結果為5.70 dB，下行鏈路相應的雨衰值2.52 dB，分別計入后續(xù)的上下行鏈路預算中。

2.2 互調干擾計算

寬帶衛(wèi)星通信系統(tǒng)通常工作在多用戶載波狀態(tài)，由于轉發(fā)器高功率功放的非線性，載波間產(chǎn)生的互調干擾將增大噪聲，降低輸出信號的載噪比，目前現(xiàn)有透明轉發(fā)器采用功率回退的方法降低功放非線性的影響，依據(jù)轉發(fā)器的輸入輸出回退得到互調載噪比的工程計算典型值[13]。但對數(shù)字信道化體制轉發(fā)器，其顯著特點是在轉發(fā)器中輸入信道被細分為更多的子信道，子信道可工作于多種帶寬合成的模式，在用功率回退法對多子信道及多載波間產(chǎn)生的互調干擾進行處理時，功率分配變得非常復雜，依據(jù)轉發(fā)器輸入輸出回退得到互調載噪比的計算方法十分復雜。因此，針對數(shù)字信道化體制的寬帶衛(wèi)星通信鏈路預算，本文采用更方便的NPR測試方法，實測得到轉發(fā)器的NPR指標，用于鏈路預算中對互調干擾噪聲的量化計算。

互調噪聲測試原理如圖3所示，用數(shù)字信號發(fā)生器產(chǎn)生一個均勻的高斯白噪聲信號模擬實際多路頻分信號，該信號經(jīng)一個窄帶陷波(阻帶)濾波器后輸入被測設備，并在接收端進行頻譜分析。頻譜分析如圖4所示。圖4中：陷波頻帶內(nèi)槽口底部的電平即為被測設備中的互調干擾噪聲的電平；陷波頻帶外的白噪聲信號電平減去槽口底部噪聲的電平即為NPR[1，14]。

對數(shù)字信道化轉發(fā)器，由實際測試得到的NPR值是其一個重要性能指標，則轉發(fā)器中的互調噪聲功率計算式為

IIM=PEIRP(S)γNPR

(2)

式中：IIM為互調噪聲功率；PEIRP(S)為星上飽和輸出功率；γNPR為轉發(fā)器互調噪聲功率比。本文取γNPR實測值14.8 dB，返向下行鏈路中點波束2的PEIRP(S)為56.5 dBW，代入式(2)，可算得IIM=41.7 dBW，并在后續(xù)的下行鏈路預算中由IIM進一步得到下行發(fā)射功率Pst。

2.3 復合鏈路余量預算

對圖1的鏈路應用場景進行鏈路余量預算，寬帶移動用戶1到用戶2的返向鏈路預算為包含上行鏈路和下行鏈路的復合鏈路，故鏈路預算最終要計算出復合鏈路的鏈路余量，如圖5所示。圖5中：“-”表示相應框圖在鏈路預算的總公式中為負參數(shù)；“+”表示正參數(shù)(下同)。

圖5中的Eb/(N0+I0)為單位比特能量與噪聲密度比，其中噪聲區(qū)分了鏈路噪聲和各種干擾噪聲，其噪聲密度分別用N0，I0表示。由文獻[15]，復合鏈路的Eb/(N0+I0)由以下算得

(3)

2.3.1 返向上行鏈路預算

返向上行鏈路的計算過程如圖6所示。

衛(wèi)星用戶終端應能支持多種載波波形，根據(jù)當前衛(wèi)星信道質量可自適應工作于最適合的調制方式和編碼方式。圖6中上行鏈路預算時，寬帶移動用戶終端1的波形參數(shù)設定為采用QPSK調制方式和Turbo編碼，編碼率Cr為0.5，滾降系數(shù)α為0.2。根據(jù)寬帶移動通信應用需求設定鏈路比特速率Rb為20 Mb/s，通信誤比特率(BER)為10-6。

上行鏈路的路徑傳輸損耗主要包括自由空間損耗和大氣損耗。上行鏈路自由空間損耗LFS-U由用戶1與衛(wèi)星間的距離決定，計算可得其值為213.06 dB。對Ka波段，大氣損耗主要包括雨衰、大氣吸收衰減、云霧衰減和閃爍衰減等，其中雨衰是主要的大氣損耗，由上述ITU-R雨衰預測模型可得上行鏈路在97.5%的鏈路可用度下雨衰值A2.5-U為5.70 dB。上行鏈路大氣吸收等損耗LAT-U在用戶1一定的通信仰角范圍內(nèi)，取一個最大估算值，合計為0.9 dB。

則上行鏈路的Es/N0可表示為

(4)

式中：PEIRP為發(fā)射端的有效全向輻射功率；G/T為接收端的品質因數(shù)；L為路徑損耗；σ為玻爾茲曼常數(shù)；RS為符號速率。如圖6中上行鏈路Es/N0的計算流程所示，此處代入式(4)的PEIRP是用戶終端1的EIRP(65.0 dBW)，G/T為衛(wèi)星的接收G/T值(6.9 dB/K)，L為上行鏈路的路徑損耗，包含自由空間損耗(213.06 dB)、雨衰(5.70 dB)和其他大氣損耗(0.9 dB)，根據(jù)用戶終端1的波形參數(shù)計算得到RS為20 MS/s，則可算得上行鏈路的Es/N0為7.82 dB。

此外，還需由上行鏈路ES/N0和干擾損耗IU計算得到上行鏈路載波的載噪比C/(N+I)為4.53 dB(在下行鏈路預算時將使用該參數(shù))。

2.3.2 返向下行鏈路預算

對數(shù)字信道化體制的透明轉發(fā)下行鏈路，轉發(fā)器中由于多個子信道與多個載波間產(chǎn)生的互調干擾不可忽略，由上述分析可得轉發(fā)器IIM為41.7 dBW，從PEIRP(S)(56.5 dBW)中去掉這部分互調噪聲功率可得Pst，有

Pst=10lg(PEIRP(S)-IIM)

(5)

需注意的是：式(5)中的PEIRP(S)，IIM均為實數(shù)，需由各自的分貝值(單位dBW)換算為數(shù)值(單位W)代入計算，得Pst為56.35 dBW。

另外，在透明轉發(fā)體制中上行鏈路引入的噪聲轉移至下行鏈路中，可由上行鏈路載噪比C/(N+I)計算得到下行載波功率[15]。有

(6)

Cst是下行鏈路的有效PEIRP，根據(jù)式(4)計算得到下行鏈路的ES/N0為15.38 dB。其中代入的下行鏈路的自由空間損耗LFS-D是由用戶2與衛(wèi)星間的距離決定的，為 209.73 dB；雨衰依據(jù)ITU-R預測模型得到在97.5%的鏈路可用度下雨衰值A2.5-D為2.52 dB；其余大氣損耗LAT-D取最大估算值為1.2 dB。

與上行鏈路不同，下行鏈路的干擾損耗中還包含重要的互調干擾損耗，須予以考慮。如圖7中計算流程所示，需由IIM得到互調噪聲密度，有

IIM0=IIM-B0

(7)

式中：IIM0為互調噪聲密度；B0為頻率帶寬。由上文得到IIM為41.7 dBW，由波形參數(shù)換算得到B0為24.0 MHz，則可算得IIM0為-32.10 dB/Hz。再由IIM0計算下行鏈路的每符號能量與互調噪聲密度比ES/IIM0，有

(8)

(9)

2.3.3 復合鏈路余量

3 鏈路預算結果

應用場景中的返向復合鏈路完整的鏈路預算參數(shù)與結果見表2。

表3中預算參數(shù)中的上行鏈路29.9 GHz與下行鏈路20.1 GHz的選取符合國際電聯(lián)對寬帶衛(wèi)星通信上行30 GHz和下行20 GHz的頻段規(guī)定。應用場景返向鏈路的數(shù)據(jù)速率定為20 Mb/s，可傳輸2路1 080 pix的高清圖像，已屬于典型的寬帶通信鏈路。從參數(shù)中編碼效率、滾降系數(shù)等用戶載波波形參數(shù)可知是典型的寬帶通信衛(wèi)星用戶。應用場景中95%的復合鏈路可用度大于一般的Ka波段寬帶通信衛(wèi)星鏈路90%的可用度要求，由此算得的雨衰預測值對鏈路余量提出了更高的要求。數(shù)字信道化器的NPR值是根據(jù)本文背景研究項目中的工程測試值確定的，故由此推導出的互調干擾噪聲密度的量化計算值有工程參考意義。在整個鏈路預算中還對鏈路余量作了工程上一般要求的2～3 dB的閾值限定。需說明的是：用戶的可用度要求對Ka波段寬帶衛(wèi)星通信的鏈路余量影響非常大，當可用度提高到99.9%時，相應的雨衰預測值將使鏈路余量無法保證寬帶的通信速率。

表2 復合鏈路預算參數(shù)與結果

4 結束語

星上通信載荷的技術體制一般分為透明轉發(fā)和再生處理，星上再生處理在工程中可實現(xiàn)器件的解調性能還較有限的情況下，在透明轉發(fā)的基礎上通過采用數(shù)字信號處理技術，使數(shù)字信道化體制成為寬帶通信載荷的又一種重要的技術體制，在相當長的時間內(nèi)將成為星上寬帶通信載荷技術的發(fā)展方向。數(shù)字信道化體制的鏈路預算需重點關注和權衡以下問題：寬帶移動用戶終端載波波形的多樣性和有限的收發(fā)能力；星上不同波束的收發(fā)能力；用戶終端移動到不同位置處的Ka波段雨衰值預測計算；雨衰模型根據(jù)ITU-R最新標準文件的更新與修正；由用戶需求決定的鏈路可用度要求并注意復合鏈路與上下行鏈路的可用度關系；下行鏈路子信道和多用戶載波間的互調干擾噪聲計算；工程實測的星上轉發(fā)器NPR指標；除路徑損耗外的其他各種損耗與干擾損耗的計算；下行鏈路預算需考慮上行鏈路引入的噪聲；鏈路余量的工程余量預留。本文較好地處理了上述問題，其中對上下行鏈路的雨衰值實時預測采用了ITU-R雨衰模型及相應的計算程序，為鏈路提供了重要的路徑損耗參數(shù)；對下行鏈路的互調干擾噪聲，采用NPR指標進行量化計算，計入整個復合鏈路的預算參數(shù)中，是針對數(shù)字信道化體制鏈路預算的一種新的探索。表2綜合給出了由支持本論文工作的鏈路預算軟件計算得出的完整的鏈路預算參數(shù)與結果，討論并分析了鏈路預算參數(shù)的合理性和正確性。對大氣吸收等路徑損耗及除路徑損耗(自由空間損耗、大氣吸收損耗)外的其他損耗，本文中作了簡化處理，后續(xù)需進一步研究，補充細化計算。

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LinkBudgetofKa-BandDigitalChannelizedCommunicationSatellite

ZHANG Tian-tian， CHEN Long， YUAN Wei-wen， WU Wen-quan

(Shanghai Aerospace Electronic Technology Institute, Shanghai 201109, China)

The detailed budget was conducted on the communication link of Ka-band digital channelized wideband communication satellite in this paper. In a given backward link scene with two GEO wideband communication satellite mobile users, a rain attenuation prediction model and its computation software were established on the basis of the latest recommendation (2015) of the International Telecommunication Union-Radio Communication Sector (ITU-R), which was used to provide the rain attenuation value of the link. For the digital channelized transponder’s serious intermediation interference, the noise power ratio (NPR) parameter was used to quantify the intermediation interference noise which was different from the traditional power back-off method. All the budget process and results of compound links (including uplink and downlink) were presented. It’s given out that the total link margin is 1.96 dB under data rate 20 Mb/s, which is agreed with the real value. The method of link budget is valuable in engineering.

link budget; Ka-band; digital-channelized; upload link; download link; rain attenuation; intermodulation-interference; noise power ratio (NPR); link margin

2017-01-29；

2017-03-20

張?zhí)鹛?1991—)，女，碩士生，主要研究方向為衛(wèi)星通信載荷與數(shù)字信號處理。

1006-1630(2017)06-0050-08

TN927.22

A

10.19328/j.cnki.1006-1630.2017.06.008