林志法， 宋冬冬, 2， 丁來偉， 杜海江

(1. 中國農(nóng)業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院， 北京 100083；2. 河北科技師范學(xué)院機電工程學(xué)院， 河北 秦皇島 066004)

變頻器低電壓穿越電源的設(shè)計與實現(xiàn)

林志法1， 宋冬冬1, 2， 丁來偉1， 杜海江1

(1. 中國農(nóng)業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院， 北京 100083；2. 河北科技師范學(xué)院機電工程學(xué)院， 河北 秦皇島 066004)

異步電機變頻器應(yīng)用在一些重要場合時，要求當(dāng)電網(wǎng)電壓跌落，在其啟動低電壓保護使電動機停機前，維持變頻器運行一定時間，給系統(tǒng)其他環(huán)節(jié)足夠的響應(yīng)處理時間。針對此要求，設(shè)計了用于變頻器的低電壓穿越電源，在功率回路、控制回路、輔助回路等環(huán)節(jié)進行了嚴格設(shè)計。該電源采用在電網(wǎng)電壓跌落時投入供電，電網(wǎng)正常時旁路的工作方式；在投入供電時，采用雙單環(huán)PI自動閉環(huán)控制，提高了設(shè)備的響應(yīng)速度和控制精度；為了提高設(shè)備自動運行的可靠性，軟件設(shè)計上加入了日自檢、年自檢和故障檢測功能。仿真和實驗表明，電網(wǎng)電壓跌落到變頻器可以耐受的額定電壓的80%時，低電壓穿越電源自動迅速投入進行升壓，直至電網(wǎng)電壓跌落到額定電壓的20%的情況下也能保持運行，輸出側(cè)電壓響應(yīng)速度和紋波值均在合理范圍之內(nèi)。

變頻器； 低電壓穿越電源； 自動閉環(huán)調(diào)節(jié)； 輔助升壓

1 引言

變頻器通過改變電源的頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，具有很好的調(diào)速和節(jié)能性能，配合過壓、過流、過載等保護，其在工業(yè)生產(chǎn)的很多領(lǐng)域得到應(yīng)用，如變頻空調(diào)、冶金行業(yè)的大型軋機控制、電梯、高架游覽車控制、火力電廠的給煤機等。但是，當(dāng)電網(wǎng)電壓低于一定值(一般為額定電壓的80%)時，變頻器輸出功率嚴重不足，并發(fā)生欠壓停機保護，這在某些場合會引起事故，如火力電廠給粉變頻電機[1]。研制變頻器低電壓穿越電源是解決該問題的重要手段[2,3]。

變頻器低電壓穿越電源的要求是：正常情況下由電網(wǎng)直接給變頻器供電，低電壓穿越電源處于熱備用狀態(tài)；當(dāng)電網(wǎng)電壓跌落到一定值時，低電壓穿越電源快速啟動向變頻器提供額定電壓和額定功率并維持一定時間；此外，控制回路電源及附件都需要具有低電壓穿越能力，防止低電壓時控制失效。

文獻[4-6]均利用Boost升壓斬波電路實現(xiàn)低電壓穿越功能。文獻[4]采集低電壓穿越電源的三相交流輸入電壓，將經(jīng)坐標變換后得到的正序分量與啟動判據(jù)作比較，該方法需要鎖相檢測，算法較復(fù)雜，對CPU要求高。文獻[5]采用模糊自適應(yīng)算法計算IGBT觸發(fā)脈寬以使輸出電壓維持預(yù)設(shè)值，但模糊控制的控制規(guī)則和隸屬度函數(shù)的整合較為困難，增加了控制難度。文獻[6]采集整流電容兩側(cè)直流電壓作為判據(jù)，當(dāng)電壓跌落時，電容會以較慢的速度放電，其電壓會滯后于實際電壓值，使響應(yīng)變慢。文獻[7-9]在設(shè)計控制電源時加裝UPS，但UPS需定期維護，且電池對使用環(huán)境要求較高，壽命有限，成為系統(tǒng)的薄弱環(huán)節(jié)，降低系統(tǒng)工作可靠性。

針對以上不足，本文進行了一系列優(yōu)化設(shè)計，如采用寬范圍輸入控制電源，選擇有效的電壓采樣點，設(shè)計全范圍閉環(huán)無盲區(qū)控制策略等，確保設(shè)備工作可靠性。

2 硬件系統(tǒng)

2.1 拓撲結(jié)構(gòu)

低電壓穿越電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。根據(jù)功能，系統(tǒng)可分為功率部分、控制部分。功率部分由總開關(guān)電路、整流電路、預(yù)充電電路、升壓斬波電路、投切電路、旁路線路組成；控制部分主要由采樣電路、控制器、驅(qū)動電路以及控制電源組成。QF合閘上電時，要通過預(yù)充電電阻R1對直流電容充電，上電完成后將預(yù)充電電阻旁路。采用全橋不控整流，經(jīng)濾波電容，將直流電送入升壓回路。升壓回路由三組參數(shù)一致的Boost電路并聯(lián)組成，三組電路的開關(guān)管采用交錯并聯(lián)調(diào)制方式，即每個升壓電路的開關(guān)管依次錯相120°觸發(fā)，有效減小電感電流脈動和輸出電壓的波動。在熱備用狀態(tài)，由晶閘管實現(xiàn)低電壓穿越電源隔離，并根據(jù)設(shè)計的控制策略實現(xiàn)投切控制。由于低電壓穿越電源的輸出端接在變頻器的直流母線上，為避免設(shè)備待機時變頻器直流母線對電容C2、C3充電，加裝了防反二極管D?？刂破鞑杉β驶芈返碾妷?、電流和開關(guān)狀態(tài)，對電壓和電流進行閉環(huán)調(diào)節(jié)，對開關(guān)進行自動控制，實現(xiàn)系統(tǒng)全閉環(huán)控制?？刂齐娫错毐ＷC在輸入電壓降到額定值20%的情況下輸出電壓仍正常，避免控制器失電停機，采用寬電壓輸入電源可解決此問題，如光伏專用電源模塊，可靠性較高且不需要定期維護。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 System structure

2.2 主要器件參數(shù)選型

升壓斬波電路是低電壓穿越電源的核心部分，儲能電感、濾波電容的參數(shù)計算很關(guān)鍵。

電感電流在斬波過程中的紋波大小直接影響低壓側(cè)電流的峰值和噪聲。同等工況下，若電感電流紋波大，低壓側(cè)器件的容量需增大。根據(jù)電感電流紋波大小選取電感值，三重升壓電路交錯并聯(lián)時，輸入電流總紋波的計算步驟如下[10]:

輸入電流紋波ΔI的表達式為：

(1)

式中，Vo為輸出電壓；Ts為IGBT的開關(guān)周期；N為升壓電路的并聯(lián)數(shù)；D為升壓過程中的占空比。

當(dāng)D=(1+2k)/(2N)，k∈Z時，輸入電流紋波ΔI最大。在本例中，將D=1/6，N=3，ΔI=100%×50A，Vo=520V，Ts=10-4s代入式(1)即可反推出電感L=0.086mH，增加裕量后取0.1mH。

濾波電容在IGBT導(dǎo)通的瞬間，負責(zé)維持輸出電壓，并抑制輸出電壓紋波的大小，電容值計算如下[11]：

(2)

式中，Io為斬波電路輸出電流；Dmax為最大占空比，ΔVo為輸出電壓的紋波。本例中Dmax=0.81，Io=10A，Ts=10-4s，ΔVo=0.2%×520V，代入式(2)反推出C=800μF，增加裕量后取1100μF。

3 工作控制算法

3.1 旁路式工作模式

考慮到電網(wǎng)電壓在絕大多數(shù)時間處于正常狀態(tài)，不需要輔助升壓，低電壓穿越電源采用旁路式的工作方式。當(dāng)電網(wǎng)電壓跌落到啟動閾值以下時，低電壓穿越電源給變頻器供電，并可在電網(wǎng)電壓跌到正常的20%時仍可工作；電網(wǎng)電壓正常時，變頻器直接經(jīng)交流輸入端從電網(wǎng)取電工作，低電壓穿越電源處于熱備用狀態(tài)。低電壓穿越電源投入使用時，控制器上電進入初始化后發(fā)出合閘指令，斷路器QF、接觸器KM相繼合閘，然后進行自檢，以在上電初期檢測設(shè)備是否正常，防止將故障設(shè)備投入。自檢即讓設(shè)備進行升壓斬波工作，將直流母線電壓(U2處)抬高到給定輸出值，若自檢失敗，發(fā)停機指令并將故障信號上傳給上位機。自檢成功后進入熱備用待機狀態(tài)，隨時監(jiān)測變頻器輸入電壓。設(shè)備輔助升壓時最大運行時間到達或電網(wǎng)電壓恢復(fù)后便停止升壓，回到熱備用待機狀態(tài)。在設(shè)備散熱性能滿足要求的情況下，最大運行時間可根據(jù)要求自行設(shè)定，本設(shè)備設(shè)為1min。

電壓監(jiān)測電路實時監(jiān)測變頻器直流母線電壓值，電壓值的準確獲取對設(shè)備可靠性至關(guān)重要。圖1中U3處是監(jiān)測電壓最合適的位置。U3處連接在變頻器的輸入直流母線上，及時準確地反應(yīng)變頻器直流母線電壓，此處雖有濾波電容，但是與U2相比時間常數(shù)很小。當(dāng)U3小于啟動閾值時，設(shè)備啟動升壓。啟動閾值需根據(jù)變頻器的低電壓保護閾值確定，變頻器低電壓保護閾值一般為額定電壓的80%，所以啟動閾值一般應(yīng)高于額定電壓的80%，在變頻器啟動低壓保護之前向變頻器供電。設(shè)備是否退出升壓斬波需監(jiān)測U1處電壓值，當(dāng)U1處電壓高于停止閾值,且2s后仍滿足此關(guān)系，便可停止升壓。停止閾值大于啟動閾值。

普通晶閘管SCR導(dǎo)通速度快、電流過零自然關(guān)斷且通態(tài)壓降低，因此，將它用作低電壓穿越電源投入與退出供電的控制開關(guān)。檢測到變頻器的輸入電壓跌落需進行輔助升壓時，在觸發(fā)Boost升壓電路IGBT的同時，觸發(fā)晶閘管，待其導(dǎo)通后停止觸發(fā)，但此時仍處于通態(tài)。當(dāng)電網(wǎng)電壓恢復(fù)正常，設(shè)備不再進行升壓斬波，晶閘管中便沒有電流流過，自動關(guān)斷。

3.2 雙單環(huán)自動控制

升壓斬波電路的控制采用雙單環(huán)PI算法，采樣電路將輸出電壓和電流值送入控制器，經(jīng)過PI運算后得到IGBT的占空比，與載波進行比較，輸出IGBT的觸發(fā)脈沖，如圖2所示。為避免雙環(huán)控制中外環(huán)帶寬受限、減小PI參數(shù)的整定難度，將電壓環(huán)和電流環(huán)拆為兩個獨立的控制環(huán)，同一時刻只有一個控制環(huán)在運行，并將PI運算后輸出的數(shù)值作為IGBT的觸發(fā)脈沖占空比。通常設(shè)備運行在電壓環(huán)，使直流母線電壓U2工作在給定值Uref。若由于過載或短路使輸出電流高于電流保護閾值時，便切換到電流控制環(huán)，進行定電流調(diào)節(jié)，輸出電壓隨之降低，防止設(shè)備輸出電流過大而被損壞；當(dāng)輸出負載恢復(fù)正常時，再次切換到電壓控制環(huán)，進行定電壓工作。

圖2 雙單環(huán)控制算法示意圖Fig.2 Double single loop control chart

在實際工程中，常采用增量式PI控制算法，其表達式為：

fn=kpΔek+kiek+fn-1

(3)

Δek=ek-ek-1

(4)

式中，fn為當(dāng)前調(diào)節(jié)周期內(nèi)的計算輸出值，在本設(shè)備中為IGBT的觸發(fā)脈沖占空比；fn-1為上一個調(diào)節(jié)周期內(nèi)的輸出值；ek為當(dāng)前調(diào)節(jié)周期內(nèi)反饋值與給定值的偏差；Δek為當(dāng)前調(diào)節(jié)周期的偏差與上一個周期偏差的差值；kp為比例系數(shù)；ki為積分系數(shù)。PI參數(shù)的整定常用試湊法，雙單環(huán)的參數(shù)分別整定，且兩組參數(shù)沒有直接聯(lián)系。整定時，先令kp由0逐漸增大，直至系統(tǒng)出現(xiàn)振蕩，取此時kp的60%～70%作為最終kp值，之后保持kp不變，ki由0逐漸增大，待穩(wěn)態(tài)誤差為零，ki整定結(jié)束。

3.3 故障自動監(jiān)測與處理

為提高設(shè)備運行的可靠性和安全性，不論設(shè)備處于待機狀態(tài)或輔助升壓狀態(tài)，均需及時檢測出設(shè)備故障并迅速處理。針對設(shè)備長時間處于待機熱備用狀態(tài)，設(shè)計了日自檢、年自檢和運行異常監(jiān)測功能。日自檢即控制器定時啟動Boost升壓功能，檢測輸出電壓值能否達到設(shè)定值，若達到則表明設(shè)備正常，否則控制器發(fā)出跳閘停機指令并上傳日自檢失敗信號，需進行人工修復(fù)后方可工作。年自檢即在每年的某個固定時間跳開斷路器、接觸器，然后重新合閘上電，檢測開關(guān)動作是否正常，避免由于開關(guān)長期備用失靈導(dǎo)致控制異常。運行異常監(jiān)測即對電壓、電流、溫度和開關(guān)量等進行檢測，將采集到的輸入電壓、輸出電壓、輸出電流以及機箱溫度與預(yù)設(shè)閾值進行比較，若超過閾值，則表明控制異常或設(shè)備故障，需停機處理。斷路器QF、接觸器KM實時反饋開關(guān)量，并將反饋的開關(guān)量與控制器內(nèi)保存的指令比較，及時排除不正常狀態(tài)。

由于控制器具有一定的調(diào)節(jié)周期，瞬間擾動(如負載瞬間擾動、輸入電壓瞬間擾動等)引起的過電壓和過電流在閉環(huán)調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)周期內(nèi)處于失控狀態(tài)。對于這種異常，單獨設(shè)計了硬件保護電路。當(dāng)電壓電流瞬間越限，比較電路將越限信號傳給控制器，控制器將調(diào)節(jié)器輸出清零。若出現(xiàn)連續(xù)多次調(diào)節(jié)器輸出清零處理，可斷定設(shè)備已故障，需停機修復(fù)。這樣既遏制了故障的發(fā)展，又避免了瞬間干擾導(dǎo)致設(shè)備停機。

根據(jù)所分析的系統(tǒng)工作機理，設(shè)計了低電壓穿越電源的整體控制流程圖，如圖3所示。

圖3 系統(tǒng)控制流程圖Fig.3 System control process

4 仿真和實驗驗證及分析

為了驗證所設(shè)計功率、控制回路和控制策略的有效性，設(shè)計了仿真和實驗系統(tǒng)，分別如圖4和圖5所示。設(shè)計參數(shù)如表1所示，并設(shè)計三種典型測試工況。

(1)工況一：經(jīng)整流后輸入的直流電壓由510V，依次連續(xù)跌落到408V(80%)，255V(50%)，102V(20%)，然后升高到400V，最后恢復(fù)正常值510V，仿真結(jié)果如6所示,實驗結(jié)果如圖7所示。

圖4 實驗原理圖Fig.4 Architecture of experiment

圖5 實驗設(shè)備圖Fig.5 Hardware setup of experiment

參數(shù)數(shù)值正常輸入電壓/V510輸出電壓給定值/V520最大電流給定值/A16額定功率/kW5每組電感L/mH0.1濾波電容/μF1100濾波電容放電電阻/kΩ68

圖6 輸入電壓跌落與恢復(fù)過程仿真圖Fig.6 Simulation result when input voltage drops and reverts to normal

圖7 輸入電壓跌落與恢復(fù)過程實驗波形圖Fig.7 Experiment result when input voltage drops and reverts to normal

(2)工況二：在輸入電壓為102V(20%)時，負載變化導(dǎo)致輸出功率由正常功率到重載再恢復(fù)正常功率，負載電阻由正常60Ω切換到30Ω再恢復(fù)到60Ω，仿真結(jié)果如圖8所示,實驗結(jié)果如圖9所示。

圖8 過載時電壓環(huán)和電流環(huán)切換仿真圖Fig.8 Simulation conversion between current loop and voltage loop when overloaded

(3)工況三：輸入直流電壓由510V直接跌落到104V(20%)時,測試U2與U3處電壓的跌落時間，仿真結(jié)果如圖10所示,實驗結(jié)果如圖11所示。

圖9 過載時電壓環(huán)和電流環(huán)切換實驗波形圖Fig.9 Waveforms of conversion between current loop and voltage loop when overloaded

圖10 輸入電壓跌落時U2、U3處電壓變化仿真波形圖Fig.10 Simulation voltage variation of U2 and U3 when input voltage dropped

圖11 輸入電壓跌落時U2、U3處電壓變化實驗波形圖Fig.11 Experiment voltage variation of U2 and U3 when input voltage dropped

由圖6可知，當(dāng)輸入由正常值510V跌落至485V，低電壓穿越電源啟動，在20ms以內(nèi)將輸出電壓抬高到給定值520V。當(dāng)輸入電壓跌落至255V和102V時，控制器迅速進行調(diào)整，使跌落瞬間的輸出電壓均在5V以內(nèi)波動。輸入電壓再升高到400V時，輸出電壓回升過快導(dǎo)致瞬間過壓，控制器輸出清零，使電壓波動在10V以內(nèi)，有效避免了輸出電壓的沖擊。輸出電壓在各個輸入電壓等級的脈動均小于2V。當(dāng)電壓恢復(fù)到正常值510V時，低電壓穿越電源停止升壓。由圖7也可看出，輸入電壓變化時，輸出電壓的變化趨勢與圖6相同；但由于調(diào)壓器容量有限，額定負載為100Ω時，輸入電壓Ui最低降到200V。

圖8中，輸入電壓由510V跌落到102V(20%)，控制器工作在電壓控制環(huán)，輸出電壓穩(wěn)定在520V。負載由60Ω切換到30Ω，控制器開始切換到電流控制環(huán)，使得電流穩(wěn)定在16A，電壓隨之下降；當(dāng)負載再次切換到60Ω時，重新切換到電壓環(huán)控制，進行定電壓控制，輸出電壓值重新恢復(fù)到給定值520V。圖9的實驗過程也驗證了雙環(huán)切換的有效性。

圖10和圖11中，電壓曲線U2、U3分別表示輸入直流電壓由510V跌落到102V(20%)時，圖1中U2、U3處電壓的變化情況。從曲線的變化過程可以看出，當(dāng)輸入電壓跌落時，U3處電壓在輸入電壓跌落后10ms以內(nèi)便跌落到啟動判據(jù)值以下，但U2處的電壓需經(jīng)過100ms才可以到達啟動判據(jù)。因此，若選擇U2處的位置作為電壓采樣點，則會嚴重影響低電壓穿越電源投入的速度，而選擇U3處便可以及時投入工作。

5 結(jié)論

(1)控制電源設(shè)計采用寬范圍輸入電源，保證控制電源供電可靠性；通過對電路特征的分析，找到了實時反映變頻器輸入電壓變化的電壓采集點，提高了設(shè)備響應(yīng)速度。

(2)Boost升壓電路中IGBT的觸發(fā)脈沖占空比調(diào)節(jié)采用雙單環(huán)PI控制，算法簡單，響應(yīng)速度快，系統(tǒng)魯棒性好，在發(fā)生過載時，能夠自動保護；針對低電壓穿越電源長時間處于熱備用不進行升壓工作，設(shè)計了日自檢、年自檢，并設(shè)計了故障監(jiān)測功能，確保長期可靠工作；對出現(xiàn)的瞬間擾動，設(shè)計了硬件保護電路，避免出現(xiàn)失控狀態(tài)。

(3)仿真和實驗結(jié)果驗證了設(shè)計的正確性和控制策略的完備性。

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DesignofLVRTpowersourceforvariablefrequencydrive

LIN Zhi-fa1, SONG Dong-dong1,2, DING Lai-wei1, DU Hai-jiang1

(1.College of Information and Electrical Engineering, China Agricultural University, Beijing 100083, China;2. College of Mechanical and Electrical Engineering, Hebei Normal University of Science & Technology, Qinghuangdao 066004, China)

In some vital situations, before power grid voltage drop leading the frequency converters to stop work, it is necessary to keep frequency converters running for certain time and provide enough time for whole system to deal with urgent situation. Aiming at this demand, low voltage ride through (LVRT) power source for frequency converter is designed. Rigorous design is achieved in power circuit, control circuit and auxiliary circuit. When the power grid drop occurs, LVRT will start to supply power for the converter. When the power grid recovers，it will be bypassed. It takes auto double close loop to lift converters’ DC voltage to normal value, lifting the speed of response and the control precision. In software, day self-check, year self-check and abnormal condition protection are designed to guarantee the system’s reliability. Simulation and experiment results all show that, when the power grid drops to 80% of rating voltage, LVRT instantly begins to lift output voltage. Even input voltage drops to 20%, it still works normally. Output voltage’s reacting time and ripple wave operate in suitable range.

frequency converter; low voltage ride through; automatic closed loop adjustment; auxiliary boost voltage

2016-10-31

林志法(1992-)， 男， 山東籍， 碩士研究生， 研究方向為電力電子技術(shù)應(yīng)用；杜海江(1971-), 男， 河北籍， 副教授， 博導(dǎo)， 博士， 研究方向為計算機控制、 電力電子技術(shù)、 新能源發(fā)電(通訊作者)。

10.12067/ATEEE1610062

1003-3076(2017)12-0059-06

TM922