尹軍，黨超亮，劉朝陽(yáng)，王穎

（1.西安理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院陜西 西安 710048；2.北京朗晟開(kāi)關(guān)設(shè)備有限公司 北京 100076）

電動(dòng)汽車(chē)充電機(jī)前級(jí)整流系統(tǒng)控制研究

尹軍1，黨超亮1，劉朝陽(yáng)2，王穎2

（1.西安理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院陜西 西安 710048；2.北京朗晟開(kāi)關(guān)設(shè)備有限公司 北京 100076）

隨著大數(shù)據(jù)時(shí)代與電動(dòng)汽車(chē)的快速發(fā)展，對(duì)安全可靠的高壓直流供電系統(tǒng)的需求日益迫切。在簡(jiǎn)要分析三相橋式電路的基礎(chǔ)上，針對(duì)傳統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)采用單PI控制時(shí)難以實(shí)現(xiàn)對(duì)交流信號(hào)無(wú)靜差跟蹤且難以抑制網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染等問(wèn)題，分別設(shè)計(jì)采用了引入電壓前饋的多重QPR控制策略與重復(fù)控制抑制網(wǎng)側(cè)電流諧波并提升整機(jī)效率，給出了詳細(xì)的理論分析與參數(shù)設(shè)計(jì)方案。為進(jìn)一步驗(yàn)證文中控制策略的有效性，構(gòu)建了完整的仿真模型與樣機(jī)平臺(tái)。結(jié)果表明：設(shè)計(jì)采用的控制策略性能良好，有效降低了網(wǎng)側(cè)諧波污染，便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，且系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能良好，具有較強(qiáng)的工程指導(dǎo)意義。

并網(wǎng)整流器；準(zhǔn)比例諧振；重復(fù)控制；諧波抑制；單位功率因數(shù)

隨著大數(shù)據(jù)時(shí)代、電動(dòng)汽車(chē)、直流微網(wǎng)的快速發(fā)展，現(xiàn)代工業(yè)對(duì)于安全可靠的大功率充電設(shè)備的需求日益迫切［1-3］，然而傳統(tǒng)的低壓供電系統(tǒng)與不間斷式UPS在系統(tǒng)安全性、效率與成本方面越來(lái)越難以滿足現(xiàn)代生產(chǎn)需要。高壓直流供電裝置通常由前級(jí)整流裝置與后級(jí)DC-DC組合而成，前級(jí)整流系統(tǒng)控制性能的優(yōu)劣直接影響到整機(jī)效率［4-5］。目前前級(jí)常用的有三電平NPC整流與全橋整流系統(tǒng)，三電平NPC整流器控制較為復(fù)雜且存在中點(diǎn)平衡等問(wèn)題，因此文中選用三相橋式整流電路。

文獻(xiàn)［6］提出并采用了三相PWM整流器的無(wú)源控制策略，然而這種控制方案網(wǎng)側(cè)諧波含量較大且控制器設(shè)計(jì)復(fù)雜；文獻(xiàn)［7］構(gòu)建了基于PI與重復(fù)控制策略的三電平PWM整流系統(tǒng)，然而文中仍缺乏詳細(xì)的理論分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證；文獻(xiàn)［8］構(gòu)建了基于模型預(yù)測(cè)的三相整流器控制，然而模型預(yù)測(cè)算法對(duì)于處理器的性能要求較高，且由于計(jì)算與控制延時(shí)所帶來(lái)的不利影響對(duì)網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量提出了較大挑戰(zhàn)，因此目前在實(shí)際應(yīng)用中仍有一定局限。此外目前常用的基于dq解耦的并網(wǎng)整流器控制策略，在低頻時(shí)耦合項(xiàng)的影響難以忽略，即dq并非完全解耦，低頻帶耦合項(xiàng)的影響較容易導(dǎo)致系統(tǒng)超調(diào)且難以抑制網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染［1］。

除了上述傳統(tǒng)的控制策略外，大量的非線性控制方法也被廣泛應(yīng)用［9］，然而在進(jìn)行實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，由于開(kāi)關(guān)器件死區(qū)影響、電網(wǎng)電壓擾動(dòng)等因素，往往導(dǎo)致交流網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量惡化，如何進(jìn)一步提升網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量具有重要意義。

文中在詳細(xì)分析橋式電路工作機(jī)理的基礎(chǔ)上，構(gòu)建了完整的三相橋式PWM并網(wǎng)整流側(cè)仿真模型與樣機(jī)平臺(tái)，其中電流內(nèi)環(huán)分別采用QPR與重復(fù)控制策略，并進(jìn)行了仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。文中給出了詳細(xì)的理論分析與控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)原則，構(gòu)建了完整的系統(tǒng)仿真；在理論分析的基礎(chǔ)上構(gòu)建了完整的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)模型并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)分析。結(jié)果表明文中提出并采用的控制策略控制性能良好，可有效改善電流波形、降低電流諧波，同時(shí)動(dòng)靜態(tài)特性優(yōu)良。

1 三相橋式整流器數(shù)學(xué)模型

文中采用的三相三電平PWM整流器的電路拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 三相PWM整流器拓?fù)銯ig.1 Circuit of three-phase PWM rectifier

圖1中，usa，usb，usc分別為三相交流輸入電網(wǎng)電壓，Lm（m=a，b，c）為抑制高次諧波的升壓電感，Rn（n=a，b，c）為升壓電感的等值內(nèi)阻，VT1～VT6為由MOSFET管構(gòu)成的橋式開(kāi)關(guān)管，C為直流側(cè)儲(chǔ)能電容；R為系統(tǒng)負(fù)載［10-11］。

假設(shè)電路中開(kāi)關(guān)管均為理想器件，整流器開(kāi)關(guān)函數(shù)分別為Sa，Sb，Sc，根據(jù)電路拓?fù)淇芍琣bc三相坐標(biāo)下三相VSR整流器數(shù)學(xué)模型可表示為

2 控制策略

文中設(shè)計(jì)并采用電壓PI外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，其中電壓外環(huán)PI控制一方面穩(wěn)定直流側(cè)的電壓，另一方面實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制。對(duì)于三相交流對(duì)稱系統(tǒng)，只考慮交流基波分量時(shí)，電流給定參考信號(hào)均為交流分量，采用傳統(tǒng)的PI控制難以實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤，文中設(shè)計(jì)采用了多重QPR控制策略，其中電流內(nèi)環(huán)通過(guò)調(diào)節(jié)電感電流，實(shí)時(shí)跟隨輸入電壓的波形變化，確保網(wǎng)側(cè)交流電流動(dòng)態(tài)跟蹤的快速性。雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2 控制系統(tǒng)原理框圖Fig.2 Principle block diagram of control system

圖2中，直流電壓外環(huán)采用PI控制維持直流電壓穩(wěn)定，電壓外環(huán)輸出經(jīng)過(guò)鎖相作為網(wǎng)側(cè)電流給定Iref，電流內(nèi)環(huán)經(jīng)過(guò)QPR調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)對(duì)三相交流參考電流的實(shí)時(shí)跟蹤，QPR輸出信號(hào)與載波Um比較得到開(kāi)關(guān)函數(shù)信號(hào)。其中電壓外環(huán)PI控制器用來(lái)穩(wěn)定直流側(cè)輸出電壓，使其快速跟隨參考電壓Uoref，電壓外環(huán)PI控制器的輸出決定了輸入電流的均方根值。

2.1 電流內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)

控制器參數(shù)的合理選擇對(duì)于性能指標(biāo)非常重要，為使系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能，結(jié)合系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型給出QPR控制器參數(shù)設(shè)計(jì)的一般規(guī)律。

采用的準(zhǔn)比例諧振（QPR）控制器表達(dá)式為

式中：ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率；Kp為比例增益；KR為積分增益。

其伯德圖如圖3所示。

圖3 QPR與PR控制器波特圖Fig.3 The bode of QPR and PR controller

從圖3可以看出，準(zhǔn)比例諧振控制器既能保持PR控制高增益的優(yōu)點(diǎn)，又增大了帶寬，減小由電網(wǎng)頻率偏移帶來(lái)的影響。

采用電壓前饋與QPR復(fù)合控制器的電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)框圖如圖4所示。

圖4 電網(wǎng)電壓前饋控制策略框圖Fig.4 The control block diagram of power voltage with feed-forward control

當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率足夠高時(shí)，換流器可等效為比例環(huán)節(jié)，此時(shí)

從式（3）可以看出，讓ug(s)項(xiàng)趨向于0，即可實(shí)現(xiàn)電壓前饋對(duì)電壓擾動(dòng)的抑制。在滿足上述等式后，電流給定信號(hào)為

從ix(s)可以看出，加電網(wǎng)電壓前饋策略后，系統(tǒng)特征方程未變，其穩(wěn)定性能與未加電網(wǎng)電壓前饋時(shí)一致。

為比較傳統(tǒng)PI與QPR控制策略在跟蹤交流信號(hào)的性能，給出采用傳統(tǒng)PI控制時(shí)參數(shù)設(shè)計(jì)原則。

三相PFC的開(kāi)關(guān)頻率為14 kHz，所以選取電流環(huán)的穿越頻率為3 kHz，當(dāng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)設(shè)在穿越頻率處時(shí)，則補(bǔ)償后的電流環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕度為45°，考慮到數(shù)字采樣延時(shí)，將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)設(shè)定在1.5 kHz處。根據(jù)以上條件，可以列出如下方程：

其中，PWM環(huán)節(jié)的作用是調(diào)制出與給定電壓等效的電壓，因此其等效增益Kpwm應(yīng)取為1；Tpwm為數(shù)字信號(hào)采樣及PWM環(huán)節(jié)的等效延時(shí)，通常取為開(kāi)關(guān)周期Ts的1.5～3倍。

結(jié)合圖4可得電流內(nèi)環(huán)采用QPR控制時(shí)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

首先確定比例增益KP，則假設(shè)積分增益KR為0，電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞可簡(jiǎn)寫(xiě)為

主電路進(jìn)線電感La=Lb=Lc=1.0 mH；采樣周期Ts為 1/14 000 s。

為比較PI與QPR控制對(duì)于交流信號(hào)的跟蹤精度，QPR中比例增益與積分增益和PI保持一致，可以得到電流內(nèi)環(huán)在上述不同控制策略下閉環(huán)幅頻特性曲線。

電流內(nèi)環(huán)采用不同策略時(shí)，閉環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線如圖5所示。

圖5 電流內(nèi)環(huán)采用不同策略時(shí)閉環(huán)傳函幅頻特性曲線Fig.5 The frequency characteristics of the closed?loop transfer function with different control

圖5a、圖5b分別為采用QPR與PI控制時(shí)電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線?？梢钥闯?，采用QPR控制時(shí)在基波處增益-0.003 76 dB、相位誤差-0.061 4°，電流內(nèi)環(huán)采用QPR控制器時(shí)穩(wěn)態(tài)誤差和相位差較PI更小，且準(zhǔn)QPR控制器在基波及各次諧波附近的增益和相位差變化不大，可較好地適應(yīng)網(wǎng)壓波動(dòng)。

截止頻率ωc影響PR帶寬，截止頻率參數(shù)的合適選擇可以有效地抑制外部擾動(dòng)。根據(jù)國(guó)標(biāo)規(guī)定，電網(wǎng)頻率應(yīng)保持在（50±0.5）Hz，則控制器在49.5 Hz與50.5 Hz處增益應(yīng)不小于90，即

2.2 電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)

圖6為電壓外環(huán)的控制框圖。其中電壓慣性采樣時(shí)間常數(shù)為T(mén)ev，根據(jù)雙環(huán)控制理論可知，電壓外環(huán)的輸出是網(wǎng)側(cè)電流的峰值，保證直流母線電壓的穩(wěn)定。

圖6 電壓外環(huán)控制簡(jiǎn)化框圖Fig.6 Simplify structure of voltage outer loop

由于電流內(nèi)環(huán)的響應(yīng)遠(yuǎn)快于電壓外環(huán)，可用一階慣性環(huán)節(jié)代替。同時(shí)忽略負(fù)載電流干擾，可得電壓外環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)：

式（11）可轉(zhuǎn)化成1個(gè)典型的二階系統(tǒng)進(jìn)行處理，同時(shí)定義電壓的中頻寬度hv為

按照工程最佳的設(shè)計(jì)方法有：

為保證電壓外環(huán)抗干擾性和跟隨性。電壓外環(huán)的中頻帶寬hv∈［5，10］，可以得到電壓外環(huán)的PI計(jì)算公式：

2.3 多重QPR諧波補(bǔ)償

如何進(jìn)一步抑制甚至消除諧波分量是需重點(diǎn)考慮的問(wèn)題。為減小甚至消除網(wǎng)側(cè)電流主要存在的5，7，11次諧波，分次諧波并聯(lián)QPR補(bǔ)償器方程為

式中：kni,ωni分別為各次諧波補(bǔ)償積分系數(shù)與截止頻率，n=5，7，11。

圖7為分次諧波補(bǔ)償系統(tǒng)伯德圖。從圖7可以看出，采用QPR控制的諧波補(bǔ)償器只在各自諧振頻率附近產(chǎn)生諧振，其余諧振頻率不產(chǎn)生諧振且各次諧波間影響很小，故電流內(nèi)環(huán)引入分次諧波并聯(lián)QPR補(bǔ)償器可以抑制網(wǎng)側(cè)電流諧波，同時(shí)并不會(huì)影響基波跟蹤效果。

圖7 多重QPR諧波補(bǔ)償系統(tǒng)伯德圖Fig.7 Bode of parallel QPR compensation.

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

3.1 仿真結(jié)果分析

為驗(yàn)證文中控制策略的可行性，在上述理論分析的基礎(chǔ)上構(gòu)建完整的系統(tǒng)仿真模型，其中針對(duì)電流內(nèi)環(huán)分別采用多次QPR控制器、PI與比例重復(fù)控制策略進(jìn)行了必要的仿真分析。文中仿真均考慮了網(wǎng)側(cè)電壓諧波污染，為便于觀察，僅給出單相網(wǎng)側(cè)電流波形并將網(wǎng)側(cè)電流量值放大10倍。

系統(tǒng)仿真分析中所涉及的主要參數(shù)為：交流側(cè)輸入電壓AC 380 V（實(shí)驗(yàn)中使用三相調(diào)壓器模擬電網(wǎng)電壓）；交流側(cè)電感1 mH；純阻性負(fù)載100 Ω；采樣頻率14 kHz；直流側(cè)給定電壓DC 700 V。

系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.8 The grid?current waveforms when works in steady state operation

由圖8可以看出，網(wǎng)側(cè)電壓電流實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)接近1的控制，此時(shí)注入電網(wǎng)的無(wú)功功率分量為零。

圖9為系統(tǒng)阻性負(fù)載突變時(shí)網(wǎng)側(cè)輸出波形，可以看到阻性負(fù)載突變時(shí)三相電流抗擾性良好，可快速達(dá)到穩(wěn)態(tài)，直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，仿真結(jié)果表明系統(tǒng)抗擾性良好，響應(yīng)快速。

圖9 阻性負(fù)載突變時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.9 The waveforms of grid-current when the load changes

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證控制策略的正確性，研發(fā)了電動(dòng)汽車(chē)前級(jí)PFC整流系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，主控芯片采用TMS320F28335，IGBT驅(qū)動(dòng)采用MAST5-6A專用驅(qū)動(dòng)模塊；開(kāi)關(guān)頻率10 kHz，網(wǎng)側(cè)電感1 mH，給定交流輸入電壓100 V，直流輸出電壓200 V時(shí)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。

圖10 采用文中控制策略時(shí)系統(tǒng)輸出波形Fig.10 The output waveforms with the proposed stagey

由圖10可以看出，整流時(shí)輸入變流器的電流基本為三相對(duì)稱正弦波，電流相位與三相調(diào)壓器的線電壓基本一致，采用文中控制策略后，網(wǎng)測(cè)電流波形質(zhì)量得到較大改善，電流THD由6.72%下降至4.72%。而引入重復(fù)控制后，電流THD基本與多QPR策略相當(dāng)，有效降低了控制算法的冗繁性。

圖11為阻性負(fù)載突變時(shí)直流電壓與網(wǎng)側(cè)電流輸出波形，當(dāng)阻性負(fù)載突變時(shí)直流側(cè)電壓脈動(dòng)小，網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)單周期后系統(tǒng)快速達(dá)到穩(wěn)定，網(wǎng)側(cè)電壓電流依然呈同相位，魯棒性優(yōu)良，抗擾性良好。

圖11 負(fù)載突變時(shí)，系統(tǒng)輸出波形Fig.11 The output waveforms when the load changes

4 結(jié)論

在詳細(xì)分析三相三線橋式整流器工作原理的基礎(chǔ)上，分別構(gòu)建了電流內(nèi)環(huán)QPR、比例重復(fù)控制器，結(jié)合數(shù)學(xué)模型給出了詳細(xì)的理論分析與參數(shù)設(shè)計(jì)原則。

仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：采用文中控制策略的系統(tǒng)抗干擾性強(qiáng)，同時(shí)與多重QPR相比，文中重復(fù)控制通過(guò)對(duì)誤差和干擾進(jìn)行周期性的調(diào)節(jié)和抑制，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)跟蹤精度，在較低的開(kāi)關(guān)頻率及濾波電感下減小輸入電流諧波，控制效果良好，三相輸入電壓電流基本保持同相位，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)，有效提升了系統(tǒng)整體性能，具有良好的工程實(shí)用價(jià)值。

［1］張崇巍，張興.PWM整流器及其控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2003.

［2］張東升，張東來(lái)，王陶，等.三電平整流器的PFC及中點(diǎn)平衡控制方法［J］.電工技術(shù)，2009，24（10）：81-86.

［3］陳州.基于DSP的三相高功率因數(shù)整流器的研究［D］.廣州：廣東工業(yè)大學(xué)，2014.

［4］Antoniewicz P，Kazmierkowski M P.Predictive Direct Power Control of Three-phase Boost Rectifier［J］.Bulletin of the Pol?ish Academy of Sciences，2006，54（3）：287-292.

［5］Hadian ASR，徐殿國(guó)，郎永強(qiáng).一種PWM整流器直接功率控制方法［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2007，27（25）：78-84.

［6］王久和，黃立培，楊秀媛.三相電壓型PWM整流器的無(wú)源性功率控制［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2008，28（21）：20-25.

［7］趙濤，王吉虎，黃家才，等.基于PI和重復(fù)控制三相并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)［J］.電力電子技術(shù)，2015，49（1）：20-22.

［8］鄭征，張子偉.基于預(yù)測(cè)控制的PWM整流器控制策略研究［J］.電力電子技術(shù)，2015，49（6）：29-32.

［9］苑曉壺，荊龍，梁建鋼，等.無(wú)電網(wǎng)電壓傳感器的三相PWM整流器控制［J］.電力電子技術(shù)，2015，49（1）：20-22.

［10］Mojgan Hojabri，Abu Zaharin Ahmad，Arash Toudeshki，et al.New Current Control Concept-minimum Time Current Control in the Three-phase PWM Converter［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1997，12（1）：124-131.

［11］Cheng K W E，Wang H Y，Stanton D.Adaptive Directive Neu?ral Network Control for Three-phase AC/DC PWM Converter［J］.IEEE Proceedings Electric Power Applications，2001，148（5）：425-430.

Control Research of Electric Vehicle Charging Station Front?end Rectifier System

YIN Jun1，DANG Chaoliang1，LIU Zhaoyang2，WANG Ying2
（1.The School of Automation and Information Engineering，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China；2.Beijing Langsheng Electronic Equipment Co.，Ltd.，Beijing 100076，China）

With the fast development of communications，electric vehicle（EV）charging station and computer industry，the demand for safe and reliable operation of power supply system is becoming more and more urgent.On the basis of the working principle analysis of three-phase PWM grid rectifier，the traditional PI control strategy can only realize tracking DC signal with no difference，but it has major drawbacks in AC signal and is hard to restrain the grid current harmonic pollution.PI repetitive compound control and multi-QPR harmonic controllers in the current inner loop were adopted to effectively reduce the harmonic pollution and improve the whole efficiency，theoretical analysis was detailed and design were given out.To test and verify the feasibility of the control strategy，complete simulation model and experimental platform were further built.The experimental results show that the design and the control strategy can effectively improve the system performance，the input current THD get improved significantly，the control strategy is simple and easy realized in the digital control，provides an important reference for the design of PWM grid-connected rectifier.

grid-connected rectifier；quasi proportion resonant controller；repetitive compound control；harmonic suppression；unitpowerfactor

TM315

A

10.19457/j.1001-2095.20170611

2016-04-29

修改稿日期：2016-09-19

尹軍（1978-）男，講師，Email：yyinjun@xaut.edu.cn