胡立坤， 黃太昱， 盧泉， 曹俊

(1.廣西電力系統(tǒng)最優(yōu)化與節(jié)能技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西 南寧 530004；2.廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004)

無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法

胡立坤1,2， 黃太昱1,2， 盧泉1， 曹俊1,2

(1.廣西電力系統(tǒng)最優(yōu)化與節(jié)能技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西 南寧 530004；2.廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004)

針對(duì)傳統(tǒng)基于虛擬電機(jī)磁鏈的無(wú)電壓傳感器方法電壓波動(dòng)較大問(wèn)題，結(jié)合二階廣義積分原理與占空比信號(hào)提出一種電壓觀測(cè)器以代替電壓傳感器獲取更加精準(zhǔn)的網(wǎng)側(cè)電壓信息。依據(jù)瞬時(shí)功率理論，在兩相靜止坐標(biāo)系下，采用基于PQ開(kāi)環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向控制策略，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)變流器的四象限工作狀態(tài)運(yùn)行，電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振控制器保證指令電流快速無(wú)差跟蹤。對(duì)比分析網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)諧波畸變率，實(shí)驗(yàn)波形表明：所提方法不需要電壓傳感器與電流解耦控制環(huán)節(jié)，且諧波含量低，可獲得較傳統(tǒng)方法更準(zhǔn)確的網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)，提高了系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性與可靠性。

無(wú)電壓傳感器；兩相靜止坐標(biāo)系；準(zhǔn)直接功率控制；二階廣義積分器；占空比；比例諧振

0 引 言

隨著分布式發(fā)電系統(tǒng)功率的增加，功率變換器使得可再生能源發(fā)電與電力系統(tǒng)之間實(shí)現(xiàn)了高效、靈活的控制；作為未來(lái)以智能電網(wǎng)技術(shù)為基礎(chǔ)的電力系統(tǒng)，并網(wǎng)變流器的設(shè)計(jì)與控制將會(huì)成為其發(fā)展的重要支撐[1-2]。

變流器的控制方法多以電能轉(zhuǎn)換與電能質(zhì)量為控制目標(biāo)，方法的優(yōu)劣直接影響到其功能的實(shí)現(xiàn)。其中應(yīng)用較為廣泛的方法是采用電壓矢量定向控制[3]，這需要網(wǎng)側(cè)電壓、電流以及直流側(cè)母線(xiàn)電壓信息，過(guò)多的傳感器和計(jì)算環(huán)節(jié)不僅增加系統(tǒng)成本，同時(shí)也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。基于上述條件，無(wú)電壓傳感器控制方法的研究便應(yīng)運(yùn)而生。利用虛擬磁鏈的控制方法在文獻(xiàn)[4]中提出，用以改善直接功率控制的性能，也可用于電壓定向控制。網(wǎng)側(cè)三相電流代表系統(tǒng)能量的流向與系統(tǒng)性能密切相關(guān)，同時(shí)可用于過(guò)流保護(hù)；直流側(cè)母線(xiàn)電壓信號(hào)作為控制目標(biāo)保持直流電壓穩(wěn)定，并作為過(guò)壓保護(hù)信號(hào)，故這兩者信息量均需傳感器實(shí)時(shí)獲取[5]。文獻(xiàn)[6]將虛擬磁鏈的定向方法應(yīng)用在三相PWM整流器中，均取得了較好的控制效果，但需要在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下完成，電壓相位信息的檢測(cè)與電流解耦控制使得計(jì)算過(guò)程變得復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]將二階廣義積分器所構(gòu)成的正交濾波器方法應(yīng)用在永磁同步電機(jī)調(diào)速上，實(shí)現(xiàn)了無(wú)速度傳感器的觀測(cè)，取得了較好的控制效果，但其輸入的電壓量直接由開(kāi)關(guān)信號(hào)獲得，容易受到高頻開(kāi)關(guān)信號(hào)的干擾。

由二階廣義積分器(second-order generalized integrator，SOGI)所構(gòu)成的自適應(yīng)正交濾波器可以對(duì)特定頻率的交流量進(jìn)行積分運(yùn)算，內(nèi)部諧振的特點(diǎn)使得其本身可作為壓控振蕩器來(lái)工作[8]以改善常規(guī)鎖相環(huán)(phase-locked loop，PLL)性能。其最早被提出用來(lái)實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)三相電壓不平衡時(shí)分離正負(fù)序分量以保證分布式發(fā)電系統(tǒng)能夠在電網(wǎng)故障的情況下仍保持并網(wǎng)同步運(yùn)行，同時(shí)向電網(wǎng)提供一定的支撐。

本文利用二階廣義積分器構(gòu)造出的正交信號(hào)濾波器結(jié)合占空比信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓信息的重構(gòu)，在αβ兩相靜止坐標(biāo)系下輸出正交的交流信號(hào)，可獲得較傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈觀測(cè)更加準(zhǔn)確的電壓量，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)電壓傳感器控制的目的，避免了虛擬電機(jī)磁鏈方法所固有的缺陷[9]。同時(shí)，采用基于PQ開(kāi)環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向的控制策略，內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器來(lái)保證指令電流的無(wú)穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，實(shí)現(xiàn)了瞬時(shí)功率的快速跟蹤。文章首先分析了PWM變流器在兩相靜止坐標(biāo)系下無(wú)電壓傳感器的數(shù)學(xué)模型以及瞬時(shí)功率的求解，最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的有效性與正確性。

1 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

1.1 三相電壓源型PWM變流器數(shù)學(xué)模型

三相電壓源型PWM變流器常見(jiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，建立數(shù)學(xué)模型：ea、eb、ec為電網(wǎng)三相相電壓；ia、ib、ic為電網(wǎng)側(cè)各相電流；ua、ub、uc為變流器輸出相電壓；udc為直流側(cè)電壓；L為濾波電抗器輸入電感，R為濾波電抗器輸入電阻；C表示變流器直流側(cè)電容，Rdc為直流側(cè)負(fù)載，ir為直流側(cè)負(fù)載電流。

圖1 三相電壓源型PWM變流器拓?fù)鋱DFig.1 Topology of the three phase PWM converter

由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率，依據(jù)平均值模型方法，利用PWM變流器輸出占空比來(lái)描述變流器數(shù)學(xué)模型，可消除開(kāi)關(guān)函數(shù)模型中引入的高頻分量，同時(shí)避免死區(qū)時(shí)間對(duì)輸出電壓值的影響。

(1)

將上式方程兩兩作差，消去uno電壓量可得：

(2)

再將線(xiàn)電壓轉(zhuǎn)化為相電壓：

(3)

該方法無(wú)需對(duì)開(kāi)關(guān)函數(shù)信號(hào)的進(jìn)行采集，節(jié)省了檢測(cè)開(kāi)關(guān)信號(hào)的設(shè)備。

將估算三相電壓量經(jīng)式(4)作Clark變換為

(4)

可得到PWM變流器在αβ兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓模型表達(dá)式為

(5)

1.2 基于SOGI-QSG電壓觀測(cè)器數(shù)學(xué)模型

二階廣義積分器可使得傳遞函數(shù)在諧振頻率處有無(wú)窮大的增益，所以當(dāng)控制頻率為諧振頻率的正弦信號(hào)時(shí)能夠做到靜態(tài)無(wú)差，并且SOGI的實(shí)現(xiàn)方式較傳統(tǒng)的自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單很多，無(wú)需使用正余弦函數(shù)，這就避免了復(fù)雜運(yùn)算所浪費(fèi)的時(shí)間以及在離散系統(tǒng)中引入的量化噪聲[10]。其結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

圖2 基于二階廣義積分的正交信號(hào)發(fā)生器Fig.2 Quadrature signal generator based on SOGI

包括輸入信號(hào)v(t)和濾波器中心頻率ωn，輸出信號(hào)為v1(t)和v2(t)，將輸入信號(hào)與輸出信號(hào)做拉普拉斯變換分別得到V(s)、V1(s)及V2(s)，則該系統(tǒng)輸出與輸入信號(hào)閉環(huán)傳遞函數(shù)可表示為：

(6)

由圖3可知，D(s)為帶通濾波器，Q(s)為低通濾波器，若濾波器中心頻率ωn與輸入信號(hào)頻率ω一致，則輸出信號(hào)v1(t)和v2(t)的幅值便會(huì)與輸入信號(hào)v(t)的幅值相等且相位相差90°，互為正交。

圖3 正交信號(hào)發(fā)生器中D(s)和Q(s)博德圖Fig.3 Bode diagram of SOGI-QSG

此時(shí)，利用該正交濾波器重新對(duì)三相交流電壓型PWM變流器模型進(jìn)行分析，其中，帶“′”表示經(jīng)后輸出量，“⊥”為對(duì)應(yīng)正交信號(hào)，如下式所示：

(7)

如上所述，v=v′=jv′⊥，-ωv′⊥=dv′/dt，故可得：

(8)

最終推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)電壓估算表達(dá)式為

(9)

最后確立觀測(cè)器結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 基于正交信號(hào)發(fā)生器的電壓觀測(cè)器Fig.4 Voltage observe based on SOGI-QSG

2 αβ坐標(biāo)系PQ開(kāi)環(huán)準(zhǔn)直接功率控制

2.1αβ坐標(biāo)系PQ開(kāi)環(huán)電壓定向控制

瞬時(shí)功率理論(pq理論)雖不像通用功率理論可以解釋眾多物理現(xiàn)象，但其僅憑借簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)運(yùn)算便可獲得某些給定意義下最優(yōu)電流的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在改善電能質(zhì)量的領(lǐng)域中[12]?？蓪?duì)PWM變流器瞬時(shí)功率作如下數(shù)學(xué)分析。

對(duì)于三相系統(tǒng)，在自然坐標(biāo)系下可通過(guò)瞬時(shí)相電流和相電壓將瞬時(shí)功率表示為

(10)

通過(guò)標(biāo)量變換，在αβ兩相靜止坐標(biāo)系下可將瞬時(shí)功率表示為

p=uαiα+uβiβ+u0i0。

(11)

由于變換的正交性，瞬時(shí)功率在新的坐標(biāo)系中仍保持原來(lái)的形式，且本文采用三相三線(xiàn)制對(duì)稱(chēng)電壓源供電，故無(wú)需考慮瞬時(shí)功率中的零序分量。

(12)

整理為矩陣形式有

(13)

此時(shí)給定瞬時(shí)有功功率p*與瞬時(shí)無(wú)功功率q*(也稱(chēng)瞬時(shí)虛功率)便可以求得內(nèi)環(huán)控制的參考指令電流，有

(14)

若令瞬時(shí)虛功率q*=0，便可實(shí)現(xiàn)PWM變流器單位功率因數(shù)下運(yùn)行，則參考指令電流表達(dá)式為

(15)

2.2 準(zhǔn)直接功率控制

由于直接功率控制具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于PWM變流器控制中并取得較好的效果，故本文采用基于αβ坐標(biāo)系PQ開(kāi)環(huán)電壓定向的準(zhǔn)直接功率控制方法。

利用基爾霍夫電流定律，可將直流側(cè)電流關(guān)系表述為

(16)

式中idc=SDaia+SDbib+SDcic。

αβ靜止坐標(biāo)系下可寫(xiě)為

(17)

忽略濾波電抗器電阻和PWM變流器開(kāi)關(guān)損耗，根據(jù)功率平衡理論有

(18)

變流器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下有udc=Udc+Δudc，此時(shí)電容電壓維持不變，即Δudc遠(yuǎn)小于Udc。

通過(guò)直流側(cè)電壓控制器輸出作為負(fù)載電流值并與直流母線(xiàn)電壓相乘，計(jì)算出直流側(cè)瞬時(shí)有功功率并作為給定輸入值；結(jié)合無(wú)電壓傳感器所觀測(cè)出網(wǎng)側(cè)電壓量信息，求得內(nèi)環(huán)參考指令電流，經(jīng)過(guò)比例諧振控制器實(shí)現(xiàn)指令電流的無(wú)誤差控制[13]，完成外環(huán)準(zhǔn)直接功率控制。最后，利用網(wǎng)側(cè)電壓前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，進(jìn)一步改善變流器系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性。

由此確立系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖5所示。

圖5 基于SOGI-QSG的無(wú)傳感器準(zhǔn)直接功率控制策略Fig.5 Sensorless quasi direct power control strategy based on SOGI-QSG

與傳統(tǒng)根據(jù)瞬時(shí)功率選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)而確定輸入電流的方法相比，這里通過(guò)計(jì)算瞬時(shí)功率值作為電流內(nèi)環(huán)的輸入，同時(shí)內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，可確保有功功率同樣快速跟蹤瞬時(shí)功率給定值，實(shí)現(xiàn)了輸入電流的直接控制。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)采用dSPACE(DS1104)作為控制器，并實(shí)現(xiàn)A/D采樣、實(shí)時(shí)計(jì)算、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)；功率器件驅(qū)動(dòng)脈沖由DS1104的RTI(real-timeinterface)模塊產(chǎn)生，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為10kHz，死區(qū)時(shí)間設(shè)為4μs；智能功率模塊為PM100CL1A120；系統(tǒng)中斷統(tǒng)一采用PWM中斷方式，保證PWM方波周期與控制周期及數(shù)據(jù)采集周期同步；太陽(yáng)能電池陣列模擬器為PVS1000系列，相關(guān)參數(shù)如表1所示。為避免電壓陡增，將三相配電網(wǎng)經(jīng)調(diào)壓器和變壓器降壓隔離，再與變流器交流側(cè)濾波電抗器相連接，實(shí)驗(yàn)裝置如圖6所示；直流側(cè)電壓給定值設(shè)為110V。

表1 PWM變流器系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)

基于SOGI-QSG正交信號(hào)發(fā)生器所構(gòu)造的網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)器估算出三相電壓波形如圖7所示。

對(duì)比觀察電壓傳感器實(shí)際測(cè)量與基于虛擬電機(jī)磁鏈方法所觀測(cè)出的網(wǎng)側(cè)電壓波形如圖8、圖9所示。

圖6 實(shí)驗(yàn)裝置圖Fig.6 Photo of experimental setup

圖7 基于SOGI-QSG電壓觀測(cè)器的三相電壓波形圖Fig.7 Waveforms of three phase voltage estimated by the voltage observe based on SOGI-QSG

圖8 電壓傳感器實(shí)測(cè)三相電壓波形圖Fig.8 Waveforms of three phase voltage measured by voltage sensor

分別對(duì)這3種方法所得電壓信號(hào)做快速傅里葉變換得到諧波頻譜圖，如圖10所示。

圖9 基于虛擬磁鏈觀測(cè)三相電壓波形圖Fig.9 Waveforms of three phase voltage based on virtual-machine-flux

圖10 網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)諧波頻譜分析圖Fig.10 Harmonic component of grid side voltage

通過(guò)觀察，傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈的方法與實(shí)際采用電壓傳感器測(cè)量所獲得網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)兩者總諧波畸變率僅相差0.28%，雖然不及電壓傳感器實(shí)測(cè)所得電壓信號(hào)準(zhǔn)確，但虛擬磁鏈的利用避免了電壓傳感器的使用，降低了設(shè)備成本；而基于SOGI-QSG方法所得的電壓估算值其諧波畸變率僅為1.65%，相比較于虛擬磁鏈方法的2.96%與電壓傳感器的2.68%諧波畸變率結(jié)果，其精準(zhǔn)度又有了進(jìn)一步的提高。這表明所提方法可以代替?zhèn)鞲衅鳙@取網(wǎng)側(cè)三相電壓信息，無(wú)需依賴(lài)硬件設(shè)備，規(guī)避了因電壓傳感器故障導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法正常運(yùn)作的風(fēng)險(xiǎn)，提高了系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性；同時(shí)，較傳統(tǒng)基于虛擬電機(jī)磁鏈觀測(cè)的電壓波形，所提方法諧波含量更少、畸變程度更小，提高了系統(tǒng)的準(zhǔn)確性。

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提方法性能，直流側(cè)保持空載，給定無(wú)功指令-300 W，變流器實(shí)現(xiàn)感性無(wú)功功率補(bǔ)償，如圖11(a)所示A相電流滯后A相電壓90°；給定無(wú)功指令+300 W，變流器實(shí)現(xiàn)容性無(wú)功功率補(bǔ)償，觀察圖11(b)發(fā)現(xiàn)，A相電流超前A相電壓90°。

圖11 無(wú)功補(bǔ)償下網(wǎng)側(cè)電壓與電流波形圖Fig.11 Waveforms of grid side voltage and current for reactive power compensation

結(jié)果表明，保持直流側(cè)空載即系統(tǒng)沒(méi)有瞬時(shí)有功功率，通過(guò)改變瞬時(shí)無(wú)功功率指令可以實(shí)現(xiàn)變流器單位功率因數(shù)下運(yùn)行，達(dá)到向系統(tǒng)發(fā)出或吸收無(wú)功功率以調(diào)節(jié)終端電壓波動(dòng)的目的，保證用戶(hù)側(cè)較高的電能質(zhì)量。所提控制策略可以實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率的獨(dú)立控制，并取得良好的控制效果。

保持瞬時(shí)無(wú)功功率指令為0，通過(guò)投切負(fù)載測(cè)試系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，如圖12所示。

圖12 負(fù)載投切下的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)Fig.12 Dynamic response of system with load changed

觀察圖12(a)易知，突加有功負(fù)荷后，直流側(cè)電壓經(jīng)短暫跌落后迅速恢復(fù)至給定值；此時(shí)由于系統(tǒng)瞬時(shí)無(wú)功功率為0，即變流器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；同理，切斷負(fù)載時(shí)系統(tǒng)仍能保持良好運(yùn)行。如圖12(c)、圖12(d)所示，電壓電流波形保持同向即變流器工作在整流狀態(tài)；且三相電流波形正弦度保持良好，如圖12(b)所示。

內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，保證兩相靜止坐標(biāo)系下指令電流能夠快速準(zhǔn)確跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示，效果良好。

圖13 αβ坐標(biāo)系下參考電流與網(wǎng)側(cè)電流Fig.13 Waveforms of reference currents and grid currents under αβ coordinate

直流側(cè)接入光伏發(fā)電系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)變流器的有源逆變工作狀態(tài)。本文采用太陽(yáng)能電池陣列模擬器來(lái)模擬太陽(yáng)能電池板發(fā)出功率，由于直流側(cè)母線(xiàn)電壓受控，也即間接控制了光伏模擬器發(fā)出的功率，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖14所示。

觀察實(shí)驗(yàn)結(jié)果易知，投入光伏裝置時(shí)，直流電壓有較大波動(dòng)，但很快可恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)；穩(wěn)定后可以發(fā)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流相位與電壓相位反向，這表明光伏裝置所發(fā)出功率經(jīng)變流器逆變后送入電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)了有源逆變的工作目標(biāo)；這里電流與電壓相位相差略小于180°，是由于實(shí)際系統(tǒng)中變流器自身存在一定的損耗。

圖14 接入光伏模擬器時(shí)系統(tǒng)響應(yīng)圖Fig.14 Response of system with PV simulator

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提基于正交信號(hào)發(fā)生器構(gòu)成的無(wú)電壓傳感器觀測(cè)環(huán)節(jié)能夠準(zhǔn)確有效的估算出網(wǎng)側(cè)電壓值；并進(jìn)一步采用以PQ開(kāi)環(huán)電壓定向?yàn)榛A(chǔ)的準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流比例諧振控制，結(jié)果顯示，可以準(zhǔn)確快速的達(dá)到控制目標(biāo)，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。同時(shí)，在不同條件下分別令瞬時(shí)有功功率與瞬時(shí)無(wú)功功率為0，實(shí)現(xiàn)了變流器有功功率與無(wú)功功率的獨(dú)立控制，并通過(guò)更改指令驗(yàn)證了變流器在單位功率因數(shù)下完成整流和逆變的良好運(yùn)行，直流側(cè)母線(xiàn)電壓具有較好的魯棒性。

4 結(jié) 論

針對(duì)三相電壓源型并網(wǎng)變流器，結(jié)合占空比信號(hào)提出一種基于廣義積分原理的無(wú)傳感器觀測(cè)方法，所得網(wǎng)測(cè)電壓估算信號(hào)總諧波畸變率僅為1.65%，較傳統(tǒng)方法具有更高的準(zhǔn)確性且節(jié)省了硬件資源。同時(shí)，闡述了新的無(wú)傳感器控制策略下變流器的數(shù)學(xué)模型，并依托瞬時(shí)功率理論，在靜止坐標(biāo)系中利用PQ準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流無(wú)差控制，實(shí)現(xiàn)了變流器四象限工作狀態(tài)的運(yùn)行，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，響應(yīng)迅速，以及良好的抗干擾能力。

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Sensorless method of quasi direct power control for grid converter

HU Li-kun1,2， HUANG Tai-yu1,2， LU Quan1， CAO Jun1,2

(1.Guangxi Key Laboratory of Power System Optimization and Energy Technology,Nanning 530004,China;2.College of Electrical Engineering,Guangxi University,Nanning 530004,China)

For the large voltage fluctuation of the traditional method based on the virtual motor flux linkage，a voltage observer based on the second order generalized integral(SOGI) principle and duty cycle signal was proposed to replace the voltage sensor in order to obtain more accurate information of the voltage of the network side．According to the theory of instantaneous power,the quasi-direct power voltage directional control strategy based on PQ open-loop was adopted in the two-phase stationary coordinate system,and the four-quadrant operation state of the grid-connected converter was realized.Meanwhile，the application of proportional resonant controller to ensure current reference could keep tracking grid current．The result shows that the proposed method need neither the voltage sensor nor the current decoupling,the network side voltage signal with low harmonic content can be obtained more accurately than the traditional method,which improves the stability and reliability of system operation.

voltage sensorless；αβcoordinate；quasi direct power control；second order generalized integral；duty cycle；proportional resonant

2015-11-16

廣西科學(xué)研究與技術(shù)開(kāi)發(fā)項(xiàng)目(1598008-3)；南寧市科學(xué)研究與技術(shù)開(kāi)發(fā)計(jì)劃(20131048)

胡立坤(1977—)，男，博士，教授，研究方向?yàn)榭稍偕茉醋儞Q系統(tǒng)與應(yīng)用； 黃太昱(1992—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電及并網(wǎng)變流器控制； 盧 泉(1982—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)樾铍姵貎?chǔ)能高效利用； 曹 俊(1988—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)楣夥⒕W(wǎng)控制、電力電子技術(shù)。

胡立坤

10.15938/j.emc.2017.05.012

TM 46

A

1007-449X(2017)05-0089-08