溫先佳， 杜貴平， 李治泳

(華南理工大學(xué)電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

基于同步整流技術(shù)的大功率電化學(xué)電源設(shè)計

溫先佳， 杜貴平， 李治泳

(華南理工大學(xué)電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

介紹了一種基于同步整流技術(shù)的大功率電化學(xué)電源總體設(shè)計方案。在分析其工作模態(tài)的基礎(chǔ)上給出了電源主電路的工作電壓電流關(guān)系；設(shè)計了一種大功率水冷高頻變壓器，給出了詳細(xì)的計算過程；為解決傳統(tǒng)同步整流的自驅(qū)動方式由體二極管進(jìn)行續(xù)流會降低整流效率的缺點(diǎn)，設(shè)計了在占空比丟失時保持MOSFET導(dǎo)通整流的大功率的改進(jìn)型同步驅(qū)動電路。最后制作了一臺8V/1500A的電化學(xué)電源樣機(jī)，實驗結(jié)果表明，驅(qū)動電路能夠提供穩(wěn)定的驅(qū)動信號，該電源滿載效率達(dá)93.2%，性能均達(dá)到電化學(xué)電源的要求。

同步整流; 電化學(xué)電源; 大功率高頻變壓器; 驅(qū)動電路

1 引言

由于所加工的對象的特殊性，一般要求電化學(xué)電源功率大，能夠提供低電壓、大電流的輸出。相比于可控硅整流式電源，高頻開關(guān)電源具有損耗低、效率高、體積小等優(yōu)勢，但在低壓大電流的場合中，用于整流的二極管的管壓降依舊阻礙了電源效率的提高[1]。同步整流技術(shù)的出現(xiàn)解決了這一難題，然而傳統(tǒng)大功率同步整流電源的驅(qū)動電路不適宜多管并聯(lián)使用，存在驅(qū)動能力不足、噪聲干擾嚴(yán)重等問題，影響同步整流管開關(guān)動作的穩(wěn)定性[2]。

結(jié)合以上考慮，本文采用同步整流技術(shù)，從主電路的工作模態(tài)分析入手，設(shè)計了一種適用于多管并聯(lián)的改進(jìn)型驅(qū)動電路方案。在此基礎(chǔ)上制作了一臺大功率電化學(xué)電源樣機(jī)，額定輸出功率為12kW，電壓0～8V、電流0～1500A連續(xù)可調(diào)。該電源顯著地提高了工作效率，增強(qiáng)了驅(qū)動信號的抗干擾能力，各項性能指標(biāo)均滿足行業(yè)要求。

2 電源主電路及其工作模態(tài)分析

考慮到零電壓全橋DC/DC變換中開關(guān)管承受的電壓電流應(yīng)力小，開關(guān)損耗小，而且變壓器磁心利用效率高，容易實現(xiàn)大功率輸出[3]，因此，本次設(shè)計選擇ZVS移相全橋電路作為基本拓?fù)?，如圖1所示。該拓?fù)涞墓β手麟娐分饕扇嘟涣鬏斎?、三相橋式整流器、輸入濾波電感電容、全橋逆變電路、高頻變壓器、全波整流電路以及輸出濾波電感電容組成。

圖1 移相全橋同步整流電路Fig.1 Phase shifted full bridge synchronous rectifier circuit

一個開關(guān)周期內(nèi)，基于同步整流的移相全橋電路的工作過程可分解成12個階段，其中前6個階段和后6個階段工作狀態(tài)基本一致。全周期的工作波形和上半周期的6個工作模態(tài)分別如圖2和圖3所示。在對其進(jìn)行工作模態(tài)分析時作出如下合理的假設(shè)：①所有電路元件均處于理想狀態(tài)，忽略整流管驅(qū)動電壓之間的死區(qū)時間；②輸出濾波電感n2L遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于變壓器一次側(cè)繞組的漏感Lr，相當(dāng)于恒流源；③開關(guān)管的并聯(lián)諧振電容有C1=C3，C2=C4。

圖2 電源功率主電路的主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of power main circuit

圖3 電源主電路的工作模態(tài)圖Fig.3 Working modes of main circuit of power supply

前6個工作模態(tài)的電壓、電流和時間分別如式(1)～式(7)所示：

(1)

(2)

(3)

(4)

MOSFET整流管的管壓降為Vds1=Vds2=Vo，該過程持續(xù)時間為：

(5)

(6)

(7)

t7時刻，開關(guān)管QC關(guān)斷，電路開始在下半個周期t7～t12工作，工作情況與上半個周期基本類似。

3 大功率高頻變壓器設(shè)計

高頻開關(guān)電源的能量轉(zhuǎn)換和功率傳輸主要依靠變壓器實現(xiàn)，其設(shè)計的優(yōu)劣決定了電源性能的好壞。變壓器的設(shè)計主要考慮磁心的選擇、絕緣散熱和繞組匝數(shù)等。

3.1 磁心的選擇

常用的磁心材料有硅鋼片、鐵氧體和非晶態(tài)合金，非晶態(tài)合金系列的鐵基納米晶鐵心具有高飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度、高導(dǎo)磁率和磁滯損耗小的特點(diǎn)，可以選擇作為大功率場合的高頻開關(guān)電源變壓器的磁心。

根據(jù)AP法公式，計算磁心面積乘積：

(8)

式中，AP為磁心面積乘積，AP=AwAe，其中Aw為為磁心的窗口面積，Ae為磁心的有效截面積。PT為高頻變壓器的視在功率，取高頻變壓器效率值ηc為0.98，PT=Po(1+1/ηc)=12000(1+1/0.98)≈24244.9V·A；K0為窗口使用系數(shù)，取值為0.4；Kf為波形系數(shù)，方波取值為4；fs為開關(guān)頻率，取值為18kHz；Bm為磁心最大工作磁通密度，取值為 0.4T；Kj為電流密度比例系數(shù)，取值365；χ為磁心常數(shù)，取值-0.13。

本文設(shè)計的高頻變壓器磁心采用一個環(huán)形鐵基納米晶鐵心ONL1308040，查看相關(guān)數(shù)據(jù)手冊可知ONL1308040能滿足本次設(shè)計的容量需求。

3.2 變壓器匝數(shù)比

為了提高變壓器的利用率，變壓器的一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組之間的匝數(shù)比盡可能大，這樣一方面可以減少全橋橋臂上IGBT開關(guān)管的電流應(yīng)力，另一方面可以降低二次側(cè)MOSFET整流管的反向電壓應(yīng)力。為了在任何輸入電壓時均能獲得所要求的電壓，在設(shè)計參數(shù)過程中需要按照最低輸入電壓的條件進(jìn)行計算。

取變壓器二次側(cè)最大占空比Dmax為0.9，則高頻變壓器二次側(cè)電壓最小值為：

(9)

式中，Vo(max)為輸出電壓的最大值；Vmos為二次側(cè)MOSFET整流管的通態(tài)壓降，通常取其最大值 0.5V。

計算高頻變壓器一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組的匝數(shù)比：

(10)

式中，Vin(max)為輸入電壓的最大值；VQ為全橋橋臂上IGBT開關(guān)管導(dǎo)通壓降，此處取1V。

本文實際設(shè)計過程中，一次側(cè)繞組匝數(shù)選定為 45匝，同時為了實現(xiàn)高頻變壓器的小型化和解決散熱問題，二次側(cè)繞組匝數(shù)選定為1匝，并采用整個的水冷鋁塊替代了傳統(tǒng)的導(dǎo)線繞組。因此，整個變壓器通過水冷進(jìn)行散熱，匝數(shù)比的變化只需要改變一次側(cè)繞組匝數(shù)，具有散熱效果好，設(shè)計簡單便捷的特點(diǎn)。

3.3 變壓器一次側(cè)繞組線徑和股數(shù)

在高頻條件下，為了有效利用導(dǎo)線，減少導(dǎo)線集膚效應(yīng)的影響，通常要求導(dǎo)線的線徑要小于穿透深度的兩倍，穿透深度Δ表示為：

(11)

式中，ω為角頻率；μ為銅的磁導(dǎo)率(4π×10-7H/m)；γ為銅的電導(dǎo)率(58×106Ω/m)。

將數(shù)據(jù)代入式(11)中計算可得Δ=0.493mm。因此，線徑r≤2×0.493=0.986mm，實際應(yīng)用中，取0.51mm的漆包線。

繞組的導(dǎo)線股數(shù)決定了繞組流過的最大有效值電流。計算一次側(cè)繞組導(dǎo)線股數(shù)：

(12)

3.4 驗算高頻變壓器磁心窗口面積

通過3.3節(jié)對變壓器一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組的匝數(shù)、導(dǎo)線線徑和導(dǎo)線股數(shù)的計算后，需要驗算設(shè)計磁心的窗口面積的合理性。由于設(shè)計的高頻變壓器采用水冷式鋁塊結(jié)構(gòu)作為二次側(cè)繞組，因此只需要計算一次側(cè)繞組的窗口利用系數(shù)Ku，其計算為：

(13)

式中，Awp為一次側(cè)單匝導(dǎo)體面積。

3.5 高頻水冷變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計

本文設(shè)計的大功率水冷高頻變壓器如圖4所示。 圖4(a)為一次側(cè)繞組結(jié)構(gòu)圖，其中1為變壓器磁心，2 為繞組導(dǎo)線，用50根線徑0.51mm的漆包線并繞一層，一共45匝，匝數(shù)盡可能分布均勻。圖4(b)為二次側(cè)繞組結(jié)構(gòu)圖，整個繞組采用鋁塊方體結(jié)構(gòu)代替，表示匝數(shù)為1，方體內(nèi)部設(shè)計有水流通道實現(xiàn)水冷散熱，內(nèi)部環(huán)形凹槽可正好放入繞有繞組的環(huán)形磁芯。

圖4 大功率水冷高頻變壓器Fig.4 High power water cooled high frequency transformer

4 大功率同步整流驅(qū)動電路設(shè)計

傳統(tǒng)同步整流的自驅(qū)動方式中，在占空比丟失時間內(nèi)全部由體二極管進(jìn)行續(xù)流，雖然調(diào)整硬件的設(shè)計參數(shù)可盡量使占空比丟失時間最優(yōu)，但是相比于這種策略，整流效率依然存在較大的提升空間[4]。

本文采用芯片IR1167 作為同步整流控制的外驅(qū)動芯片，利用MOSFET的雙向?qū)ㄐ訹5]，在占空比丟失時保持MOSFET導(dǎo)通使同步整流管的損耗減少。芯片對漏源極電壓進(jìn)行采樣產(chǎn)生驅(qū)動，克服了電路設(shè)計的復(fù)雜性，具有響應(yīng)速度快、抗干擾能力和驅(qū)動能力強(qiáng)等特點(diǎn)。圖5為芯片的工作原理波形圖。

圖5 IR1167工作原理波形圖Fig.5 Working principle waveforms of IR1167

如圖5所示，芯片 IR1167 的工作原理為： MOSFET開關(guān)管在導(dǎo)通前瞬間，其兩端的電壓Vds開始下降，當(dāng)下降到門限關(guān)斷閾值VTH1時，最小導(dǎo)通時間開始計算；電壓Vds繼續(xù)下降，降至門限開通閾值VTH2時，驅(qū)動電壓產(chǎn)生。在最小導(dǎo)通時間段內(nèi)即使Vds電壓可能會產(chǎn)生振蕩，MOSFET開關(guān)管依然保持導(dǎo)通。若在最小導(dǎo)通時間內(nèi)電壓Vds仍未降至門限開通閾值VTH2，驅(qū)動則以最小導(dǎo)通電壓輸出。在MOSFET開關(guān)管關(guān)斷瞬間，電壓Vds開始上升，當(dāng)上升到門限關(guān)斷閾值VTH1時，中斷信號Blanking輸出高電平以防止產(chǎn)生誤導(dǎo)通，直至Vds上升到閾值VTH3，完成關(guān)斷過程。

根據(jù)芯片的數(shù)據(jù)手冊，本文設(shè)計了一種改進(jìn)型的同步驅(qū)動電路，可避免死區(qū)時間內(nèi)體二極管導(dǎo)通，能夠為多個MOSFET提供驅(qū)動信號，提高整流的功率容量。具體驅(qū)動電路如圖6所示。

VCC電壓采用12.5V供電，一個IR1167芯片同時驅(qū)動20個MOS管；根據(jù)MOT電阻設(shè)計公式：RMOT=2.5×1010·tMOT，取tMOT=3μs，則RMOT=75kΩ。OVT引腳與GND引腳連接，此時VTH1為-3.5mV，可使驅(qū)動波形更難以關(guān)斷，而VTH2的典型值為-100mV。GATE輸出的驅(qū)動波形經(jīng)過芯片UCC27324進(jìn)行驅(qū)動功率增大，每個芯片可驅(qū)動2個MOSFET開關(guān)管，柵極驅(qū)動電阻根據(jù)經(jīng)驗采用阻值為10Ω的電阻，既可抑制振蕩，又可防止過大的沖擊電流；MOSFET的柵極和源極之間連接一個電阻10kΩ，既可防止柵極di/dt過高，又可防止柵源極之間產(chǎn)生尖峰電壓，同時加快關(guān)斷過程。

本文設(shè)計了兩種同步整流驅(qū)動電路進(jìn)行對比，一種是傳統(tǒng)的采用一次側(cè)開關(guān)管驅(qū)動信號作為同步控制信號的外驅(qū)動方式，另外一種是改進(jìn)的同步整流驅(qū)動電路。兩種同步整流驅(qū)動電路的驅(qū)動波形如圖7所示。

圖7 兩種同步整流電路的驅(qū)動波形Fig.7 Two driving waveforms of 6 kinds of synchronous rectifier circuits

由圖7(a)可以看出，驅(qū)動波形容易受原邊電流的影響，電壓波形的尖峰較多，容易導(dǎo)致MOSFET整流管誤導(dǎo)通。由圖7(b)可以看出，滿載時MOSFET整流管驅(qū)動波形抗干擾能力強(qiáng)，驅(qū)動波形上升速度快且無振蕩，滿足同步MOSFET快速開通的要求，整個驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)簡單，可同時驅(qū)動多個MOSFET整流管，適用于任何功率電路。

5 實驗結(jié)果

本文根據(jù)第4節(jié)的電路設(shè)計方案成功制作了實驗樣機(jī)，電源參數(shù)為：三相交流輸入380(1+±10%)V，輸出直流電壓0～8V，輸出直流電流0～1500A，開關(guān)頻率18kHz。通過分析計算，選用MDS60-14W40(60A/1400V)型號的三相整流橋；隔直電容取10μF，由2個5μF的 CBB電容并聯(lián)而成；IGBT選用GD300HFL120C2S(300A/1200V)，超前臂的IGBT并聯(lián)電容C1=C3=22nF；變壓器磁心采用非晶態(tài)磁心，變比為45，副邊繞組采用水冷式鋁塊作為1匝繞組，可提高變壓器的散熱性能，設(shè)計簡便小型化；副邊全波整流電路選用20個MOSFET并聯(lián)實現(xiàn)，可選用額定參數(shù)為195A//75V的IRFP4468型MOSFET，輸出濾波電感為Lo=1.074μH，輸出濾波電容為Co=6.51μF。實驗結(jié)果分別如圖8、圖9所示。

圖8 主要工作波形Fig.8 Main working waveforms

圖9 MOSFET的驅(qū)動電壓與負(fù)載情況Fig.9 Driving voltage and load of MOSFET

圖8中依次為功率主電路的原邊電流、原邊電壓以及輸出電壓波形?？梢?，采用水冷式的高頻變壓器減少了副邊繞組的漏感，大大減少了占空比丟失的時間，從而降低了整流損耗，實驗波形與理論分析一致，波形理想。

圖9分別為輕載和重載時同步驅(qū)動信號的波形?？梢姡p載續(xù)流階段中所有的MOSFET皆導(dǎo)通，避免了體二極管的導(dǎo)通損耗；重載時，MOSFET多管并聯(lián)工作穩(wěn)定，同步驅(qū)動信號的開通和關(guān)斷時間短，抗干擾能力強(qiáng)，波形穩(wěn)定理想。

圖10為同步MOSFET的漏源電壓Vds的實驗波形?？梢?，在輸出電流變換方向的時刻dv/dt只有38V/s，遠(yuǎn)低于MOSFET的管內(nèi)最大耐壓，實現(xiàn)了穩(wěn)定可靠整流。

圖10 MOSFET的漏源電壓Fig.10 MOSFET drain source voltage

為了比較前述同步整流和傳統(tǒng)二極管整流的效率變化，本文根據(jù)額定的輸出功率8V/1500A，與傳統(tǒng)的二極管整流進(jìn)行對比試驗，測出了負(fù)載電流不斷增大過程中的實驗數(shù)據(jù)，作出了圖11所示的效率曲線。與二極管整流相比，同步整流電化學(xué)電源在額定滿載功率12kW時，效率為93.2%，而輕載時的效率均在90%以上，驗證了該設(shè)計方案的正確性和可行性。

圖11 效率曲線Fig.11 Efficiency curves

6 結(jié)論

本文將同步整流技術(shù)應(yīng)用于低壓大電流的電化學(xué)電源，分析了電源主電路的工作模態(tài)并給出了最優(yōu)控制方式，設(shè)計了一種改進(jìn)型的同步整流驅(qū)動電路，可同時驅(qū)動多個MOSFET管且抗干擾能力強(qiáng)。樣機(jī)實驗滿載效率達(dá)93.2%，各項性能均達(dá)到了電化學(xué)電源的要求。

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Design of high power electrochemical power source based on synchronous rectification technology

WEN Xian-jia, DU Gui-ping, LI Zhi-yong

(School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, China)

In this paper, a general design scheme of high power electrochemical power supply based on synchronous rectification technique is introduced. The operating voltage and current of the main circuit of the power supply are given on the basis of analyzing its working mode. One high power water cooled high frequency transformer is designed and detailed calculation procedure is given. To avoid the shortcomings of reduced rectification efficiency by the traditional synchronous rectification self-driving mode using body diode, an improved high power synchronous driving circuit with the MOSFET at lost duty cycle is designed. In the end, a 8V/1500A power supply prototype was fabricated. Experimental results show that the driving circuit can provide a stable driving signal and the power supply’s efficiency reaches 93.2%, and the performance have matched the requirements of electrochemical power.

synchronous rectification; electrochemical power source; high power high frequency transformer; driving circuit

2016-01-29

廣東省應(yīng)用型科技研發(fā)專項資金項目(2015B020238012)

溫先佳(1991-)， 男， 廣西籍， 碩士研究生， 主要研究方向為大功率電能變換技術(shù)； 杜貴平(1968-)， 男, 甘肅籍, 研究員， 博士， 主要從事電力電子分析與控制、 大功率電能變換裝置、 電機(jī)與節(jié)能系統(tǒng)方面的研究。

TM910.2

A

1003-3076(2017)04-0045-06