王亞冰，何慶國(guó)，胡志富

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第13研究所 模型室，河北 石家莊 050051)

基于線性疊加技術(shù)的四倍頻單片設(shè)計(jì)

王亞冰，何慶國(guó)，胡志富

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第13研究所 模型室，河北 石家莊 050051)

針對(duì)傳統(tǒng)無(wú)源四倍頻器需要兩級(jí)二倍頻級(jí)聯(lián)且變頻損耗較大等問(wèn)題，利用線性疊加技術(shù)，研制了40 GHz單級(jí)無(wú)源四倍頻單片。采用平面環(huán)形巴倫與正交混合網(wǎng)絡(luò)相級(jí)聯(lián)的方式，設(shè)計(jì)了四路移相功分結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了基波和其他無(wú)用諧波的抑制，簡(jiǎn)化了電路設(shè)計(jì)，降低了倍頻損耗。根據(jù)設(shè)計(jì)仿真結(jié)果，完成了四倍頻器的流片與測(cè)試工作。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，在20 dBm的驅(qū)動(dòng)功率下，最大輸出功率為-2.7 dBm。

四倍頻；線性疊加；單片電路

隨著系統(tǒng)工作頻率的提高，毫米波和亞毫米波信號(hào)源在通信、雷達(dá)等領(lǐng)域具有越來(lái)越廣泛的應(yīng)用前景。目前，國(guó)際上主要依靠倍頻器實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的高頻信號(hào)源，其具有降低毫米波系統(tǒng)的主振頻率、擴(kuò)展工作頻段、獲取穩(wěn)定相噪特性等特性[1]。利用半導(dǎo)體器件非線性特性，可獲得頻率為基波頻率倍數(shù)的射頻源[2]。隨著倍頻次數(shù)增加，倍頻器的變頻損耗會(huì)急劇增大。因此，傳統(tǒng)的無(wú)源四倍頻器大多采用二倍頻器-放大器-二倍頻器結(jié)構(gòu)[3-5]，即在兩級(jí)倍頻器之間插入一級(jí)驅(qū)動(dòng)放大器，以減小倍頻造成的插入損耗。

線性疊加技術(shù)[6]，不依靠器件的非線性。通過(guò)對(duì)四路輸入信號(hào)進(jìn)行半波整流并使其依次產(chǎn)生 的相位差，從而直接合成出四倍頻信號(hào)。在疊加過(guò)程中，基波和其他無(wú)用諧波可得到較好的抑制，理論上倍頻效率較高。本文介紹了一種基于線性疊加技術(shù)的無(wú)源四倍頻單片的研制方法。

1 線性疊加倍頻器的原理

倍頻單片的設(shè)計(jì)采用了線性疊加技術(shù)，線性疊加技術(shù)的原理如下：假設(shè)有n列正弦波，這 列正弦波的角頻率均是ω0，其依次具有2π/n的相位差，滿(mǎn)足這些條件的n列波經(jīng)過(guò)半波整流后，疊加在一起，即可合成出nω0的輸出信號(hào)。下面以四倍頻為例(即 )，對(duì)該原理進(jìn)行分析，圖1顯示了這種疊加過(guò)程。圖1(a)中四列波的角頻率均是ω0，根據(jù)前文公式可知，其依次相差了2π/4=90°的相位差表達(dá)式為

IIp=I0sin(ω0t)

(1)

IQp=I0sin(ω0t+π/2)

(2)

IIm=I0sin(ω0t+π)

(3)

IQm=I0sin(ω0t+3π/2)

(4)

這4列波經(jīng)過(guò)半波整流后，每列波橫軸下方的波形消失，只留上方的波形，形成了圖1(b)所示的類(lèi)似脈沖余弦的半波信號(hào)。這4列半波信號(hào)相互疊加即能合成出所需的4ω0信號(hào)，實(shí)現(xiàn)四倍頻，如圖1(c)所示，具體的運(yùn)算過(guò)程如下。

圖1 線性疊加過(guò)程圖

首先，IIP和IIm兩列波，其角頻率相同，但位相相差180°，經(jīng)過(guò)圖1(b)所示的半波整流過(guò)程后，疊加在一起，明顯可得到圖1(c)中的一列波IA，IA表達(dá)式即為

IA=I0|sin(ω0t)|

(5)

同理，剩余的另兩列半波疊加得到了圖1(c)中另一列波IB，IB表達(dá)式即為

IB=I0|cos(ω0t)|

(6)

將IA和IB線性疊加，可得IC

(7)

將|sin(ω0t)|和|cos(ωt)|的傅里葉級(jí)數(shù)的三角函數(shù)展開(kāi)得到

(8)

(9)

(10)

經(jīng)過(guò)推導(dǎo)分析可知，四列基波線性疊加之后，可產(chǎn)生4ω0的輸出信號(hào)，4ω0信號(hào)對(duì)應(yīng)電流幅值為8/15π，據(jù)此可算出采用線性疊加方式制作的四倍頻器的倍頻效率為

(11)

即變頻損耗約為-15.4 dB，同時(shí)輸出端省去了濾波器的設(shè)計(jì)，簡(jiǎn)化了電路的設(shè)計(jì)。

2 四倍頻器設(shè)計(jì)方案

倍頻單片的電路原理框圖如圖2所示。

圖2 40 GHz倍頻單片電路原理框圖

基波從輸入PAD輸入，經(jīng)過(guò)四路移相功分器之后，產(chǎn)生了四列依次具有 相位差的波，這4列波經(jīng)過(guò)二極管半波整流后，便可按照前文推倒的疊加過(guò)程進(jìn)行線性疊加，直接產(chǎn)生四倍頻信號(hào)。

2.1 移相功分電路的設(shè)計(jì)

實(shí)現(xiàn)前文所述的線性疊加方法，首先要產(chǎn)生四列具有相位差的基波信號(hào)。本文采用了平面環(huán)形巴倫[7]和正交混合網(wǎng)絡(luò)[8-9]級(jí)聯(lián)的方式，實(shí)現(xiàn)了信號(hào)的4路功分，同時(shí)4路輸出信號(hào)依次相差90°的相位。如圖3所示，輸入基波信號(hào)由輸入pad進(jìn)入巴倫級(jí)，在節(jié)點(diǎn)1和節(jié)點(diǎn)2處，信號(hào)等幅且反相。之后，分別級(jí)聯(lián)完全相同的正交混合網(wǎng)絡(luò)，即可在端口1～4輸出4列等幅且依次具有90°相位差的信號(hào)。

圖3 移相功分器設(shè)計(jì)版圖

通過(guò)版圖設(shè)計(jì)布局，使輸出端口呈嚴(yán)格的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)，這保證了在級(jí)聯(lián)過(guò)程中的精確性。

2.2 半波整流

半波整流是線性疊加過(guò)程中不可缺少的步驟。為了產(chǎn)生較好的整流效果，要求二極管具有較短的反向恢復(fù)時(shí)間及較小的結(jié)電容。肖特基二極管以半導(dǎo)體-金屬為依托，與普通二極管相比，肖特基二極管是多數(shù)載流子器件，無(wú)少數(shù)載流子存儲(chǔ)效應(yīng)。當(dāng)加在肖特基結(jié)上的正向?qū)妷簲嚅_(kāi)時(shí)，肖特基結(jié)將會(huì)在非常短的時(shí)間內(nèi)建立起內(nèi)建電勢(shì)，以阻止電子由半導(dǎo)體向金屬陽(yáng)極的遷移。因此，反向恢復(fù)的電荷接近于零，這將大幅縮短二極管的反向恢復(fù)時(shí)間，利于二極管的工作頻段向頻率高端擴(kuò)展[10]。

本文中肖特基二極管采用高電子遷移率的GaAs pHEMT工藝制作完成，肖特基二極管結(jié)構(gòu)可由HEMT改進(jìn)而來(lái)，柵極作為二極管的正極，HEMT的源極和漏極相連作為二極管的負(fù)極。二極管設(shè)計(jì)版圖如圖4所示。

圖4 肖特基二極管版圖

通過(guò)對(duì)二極管測(cè)試并擬合I-V曲線等工作，建立二極管模型，并在ADS軟件中進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)。提取的零偏下的結(jié)電容的容值約為37 pF，二極管導(dǎo)通電壓為0.8 V。通過(guò)對(duì)該二極管模型進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，發(fā)現(xiàn)當(dāng)輸入頻率為10 GHz時(shí)，輸出的時(shí)域波形并不是一個(gè)理想的半波，這是因所選二極管受其結(jié)電容及反向恢復(fù)時(shí)間的影響，在時(shí)間軸的下方仍能看到電流過(guò)沖的現(xiàn)象，如圖5所示。

圖5 二極管整流后輸出時(shí)域波形圖

3 四倍頻器測(cè)試結(jié)果

通過(guò)矢量網(wǎng)絡(luò)分析、微波探針臺(tái)、功率放大器、頻譜儀等搭建了一套在片測(cè)試系統(tǒng)。圖6和圖7分別為四倍頻單片的頻譜測(cè)試結(jié)果和變頻損耗測(cè)試結(jié)果。

圖6 四倍頻器輸出頻譜

從上圖中可看出，在輸入功率為20 dBm，輸入頻率為10 GHz測(cè)試條件下，倍頻器基波和三次諧波的抑制度>20 dBc，二次諧波的抑制度>15 dBc。在9.6～10.4 GHz的輸入頻率范圍內(nèi)，無(wú)源四倍頻器的變頻損耗<24.5 dB，在10 GHz處輸出功率最大，為-2.7 dBm，且頻帶內(nèi)的輸出平坦度較好。

圖7 四倍頻器變頻損耗測(cè)試結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

本文主要研究了基于線性疊加技術(shù)的無(wú)源四倍頻單片的設(shè)計(jì)。采用了平面環(huán)形巴倫和正交混合網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)的方式，實(shí)現(xiàn)了基波和無(wú)用諧波的高抑制度，且變頻損耗較小。傳統(tǒng)倍頻器為了提高輸出功率，在倍頻之后接放大器，放大器頻段需要滿(mǎn)足倍頻之后的頻率，而本設(shè)計(jì)可將功放器件接于整流二極管之后，放大器頻段只需滿(mǎn)足基波頻率即可，這一點(diǎn)對(duì)更高頻率乃至太赫茲倍頻器的設(shè)計(jì)具有指導(dǎo)意義。

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Design of MMIC Quadrupler Based on Linear Superposition Technique

WANG Yabing，HE Qingguo，HU Zhifu

(Model Room，The 13th Research Institute of CETC，Shijiazhuang 050051, China)

Aiming at the problem of two stage frequency doubling cascade and large frequency conversion loss in the traditional passive quadrupler, a 40 GHz single stage passive MMIC quadrupler chip is developed by using linear superposition technique. The four-way phase shift power divider is designed by the cascade of planar ring balun and orthogonal hybrid network, which make the suppression of fundamental and other useless harmonics. The circuit design is simplified, and the frequency multiplication loss is reduced by this method. According to the simulation results, the tape-out and test for the quadrupler is completed. The measured results show that under the driving power of 20 dBm, the maximum output power is -2.7 dBm.

quadrupler; linear superposition; MMIC

2016- 03- 21

王亞冰(1990-)，男，碩士研究生。研究方向：器件建模和MMIC設(shè)計(jì)。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.01.008

TN771

A

1007-7820(2017)01-026-03