孫孝峰 劉飛龍 熊亮亮 王寶誠

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雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器

孫孝峰 劉飛龍 熊亮亮 王寶誠

（燕山大學電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

在傳統(tǒng)的雙有源橋變換器的基礎上集成兩個雙向Buck/Boost電路，提出了一種雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器，該變換器實現(xiàn)了橋臂開關管的復用，提高了功率密度。以光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng)為例對該變換器拓撲進行分析，采用移相+PWM進行控制，通過控制移相角實現(xiàn)輸入與輸出端口間功率傳輸，通過調節(jié)占空比來匹配輸入端口電壓等級，以實現(xiàn)光伏端口的最大功率點跟蹤和平衡蓄電池端口的能量傳遞。分析了該變換器的工作原理、穩(wěn)態(tài)與軟開關特性，該變換器較大程度地改善了傳統(tǒng)移相控制下DAB在移相角較小時的軟開關條件，使得在寬工作范圍內能夠實現(xiàn)所有功率開關管的軟開關。最后建立300W實驗樣機進行方案驗證。

多端口變換器 雙向Buck/Boost電路 雙有源橋電路 軟開關 移相+PWM控制

0 引言

近年來各種可再生能源的利用越來越受關注，應運而生的分布式發(fā)電系統(tǒng)則是將不同類型的新型發(fā)電單元集成到一起組成新型的發(fā)電系統(tǒng)[1]。對于光伏等受環(huán)境因素影響比較大的分布式能源[2]，需要一個儲能單元作為能量的緩沖單元[3,4]，以保證向負載提供穩(wěn)定可靠的電能。傳統(tǒng)的結構是需要兩個DC-DC變換器連接到直流母線向負載提供能量，系統(tǒng)結構復雜，元件數(shù)量多，并需要通信實現(xiàn)能量的優(yōu)化控制[5-7]。多端口變換器可將這些分離的DC-DC變換器集成到一起，實現(xiàn)功率開關管及無源器件的復用，具有結構簡單、成本低、功率密度高等優(yōu)點，同時可以實現(xiàn)系統(tǒng)的集中控制[8-13]。

文獻[9-12]提出的多端口變換器利用磁耦合方式，即通過一個多繞組變壓器連接不同的能源單元，實現(xiàn)各端口間的隔離，應用移相控制有利于能量的管理優(yōu)化，同時易于實現(xiàn)功率開關管軟開關。文獻[13]將串聯(lián)諧振網(wǎng)絡應用到上述拓撲中，提高了開關頻率與效率，但這類拓撲的局限在于功率開關管不能夠共用，需要的功率器件及相應外圍電路非常多。

文獻[14-16]將全橋變換器與同步Boost電路集成，構成三端口變換器，減少了功率開關器件的數(shù)量，降低了功率損耗同時降低了端口電流的紋波，并且可以實現(xiàn)軟開關。提出的PWM加全橋移相控制方法，變量間不存在耦合，控制簡單，但是變壓器二次側為不控整流橋結構，負載側能量不能實現(xiàn)雙向流動，不適合電機類負載具有饋能特性等的應用領域。雙有源橋式（Dual Active Bridge, DAB）電路具有雙向、可實現(xiàn)軟開關等特點，以DAB為基本拓撲單元，對電路拓撲進行演變改進成為一個很好的解決方案[17-19]。

雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器，在DAB全橋側集成兩個雙向Buck/Boost電路，實現(xiàn)功率開關管的復用，繼承了DAB雙向變換功能與新集成端口電流紋波小的特點，可以應用在光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng)中。采用移相+PWM控制，通過移相控制實現(xiàn)輸入與輸出端口的功率傳輸，通過控制占空比匹配輸入端口電壓等級，結合DAB電路與雙向Buck/Boost電路可實現(xiàn)所有功率開關器件的軟開關。本文對其工作原理與工作特性，尤其是軟開關的實現(xiàn)進行了詳細分析，并通過實驗驗證其可行性。

1 電路工作原理分析

基于傳統(tǒng)的雙有源橋電路和兩個雙向Buck/ Boost電路得到的雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器如圖1所示。由圖1可見，DAB變壓器一次側為全橋結構，通過復用該全橋單元的功率開關管，實現(xiàn)DAB與兩個雙向Buck/Boost電路的集成，形成兩個輸入端口，可分別接入光伏電池等新能源以及儲能單元如蓄電池，另外，儲能端口的兩個電感為交錯并聯(lián)結構，有效降低了該端口電流紋波。變壓器二次側采用半橋結構，其優(yōu)點在于減少兩個功率器件，降低系統(tǒng)成本，同時能夠實現(xiàn)輸出電壓的倍壓，提高輸出端電壓等級。圖1中ab、sec分別為變壓器一次、二次電壓，p為流經(jīng)變壓器漏感s的電流，i1、i2分別為流經(jīng)Buck/Boost電感1、2的電流，1和2為輸出側半橋電容，為負載電阻。

圖1 雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器

雙Buck/Boost集成雙有源橋三端口DC-DC變換器在DAB基礎上集成兩個雙向Buck/Boost電路，具有DAB能量雙向流動、易實現(xiàn)軟開關等特點，又具有雙向Buck/Boost電路的特點。采用的控制方法也是在傳統(tǒng)移相的基礎上加入了PWM，移相角為變壓器一次側與二次側方波電壓中心相位差，S1、S3占空比均為，驅動信號相差180°，S5占空比為0.5，同一橋臂上、下兩個開關管互補導通。通過調節(jié)移相角控制變壓器兩側的能量雙向流動，進而實現(xiàn)對輸出電壓的控制，通過調節(jié)占空比來匹配光伏與蓄電池端口電壓等級。

加入占空比控制，DAB就會出現(xiàn)內部模式（ab在sec內部）和外部模式（ab一部分在sec外部）的區(qū)分[9]。對于外部模式，又可分為左外部模式（ab在sec左外部）和右外部模式（ab在sec右外部），分別對應于變換器處于能量正向傳輸方式和能量反向傳輸方式，兩種模式下工作過程的分析基本一致。

接下來以左外部模式為例，對該變換器工作原理進行分析，圖2為左外部模式下穩(wěn)態(tài)工作波形，圖3所示為一個開關周期內不同工作階段的等效電路。

圖2 該變換器的穩(wěn)態(tài)工作波形

（a）t0～t1（b）t1～t2（c）t2～t3 （d）t3～t4（e）t4～t5（f）t5～t6 （g）t6～t7（h）t7～t8（i）t8～t9 （j）t9～t10（k）t10～t11（l）t11～t12

階段1（0～1）：在0以前，變換器工作狀態(tài)為：S2導通，S4、S6的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通。如圖3a所示，0時刻S2關斷，漏感電流p和電感電流i1對S2的結電容充電，S1的結電容放電，直到S1的結電容電壓下降至零，S1的反并聯(lián)二極管開始續(xù)流導通。此階段內，變壓器一次電壓ab由零增大至s，二次電壓sec=-o/2，i1由上升轉為下降，i2線性上升，p反向減小的速率增大，S4、S6的反并聯(lián)二極管仍續(xù)流導通。

階段2（1～2）：如圖3b所示，1時刻，施加S1開通信號，假設i1＞p，S1的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，可以實現(xiàn)S1的零電壓開通。此階段內，ab=s，sec=–o/2，i1線性下降，i2繼續(xù)線性上升，漏感電流p迅速反向減小，當-p＜i2時，一次側由S4的反并聯(lián)二極管導通轉換為S4導通；當p由負換向為正時，二次側由S6的反并聯(lián)二極管導通轉換為S6導通；p換向為正后，正向增大，當p＞i1時，一次側由S1的反并聯(lián)二極管導通轉換為S1導通。

階段3（2～3）：如圖3c所示，2時刻S6關斷，漏感電流對S6的結電容充電，S5的結電容放電，直到S5的結電容電壓下降至零，S5的反并聯(lián)二極管開始續(xù)流導通。此階段內，ab=s，sec由–o/2增大至o/2，i1繼續(xù)線性下降，i2繼續(xù)線性上升，p正向增大的速率減小，S1、S4保持導通狀態(tài)。

階段4（3～4）：如圖3d所示，3時刻，施加S5開通信號，假設p＞0，S5的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，可以實現(xiàn)S5的零電壓開通。此階段內，ab=s，sec=o/2，i1繼續(xù)線性下降，i2繼續(xù)線性上升，p正向增大的速率減小，S1、S4保持導通狀態(tài)。

階段5（4～5）：如圖3e所示，4時刻S1關斷，漏感電流對S1的結電容充電，S2的結電容放電，直到S2的結電容電壓下降至零，S2的反并聯(lián)二極管開始續(xù)流導通。此階段內，ab由s減小至零，sec=o/2，i1由下降轉為上升，i2繼續(xù)線性上升，p由正向增大轉為正向減小，S5的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，S4保持導通狀態(tài)。

階段6（5～6）：如圖3f所示，5時刻，施加S2開通信號，假設p＞i1，S2的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，可以實現(xiàn)S2的零電壓開通。此階段內，ab=0，sec=o/2，i1線性上升，i2繼續(xù)線性上升，p正向減小的速率增大，S5的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，S4保持導通狀態(tài)。

以上工作階段的分析中，在開關管關斷過程，考慮到結電容的影響，其兩端電壓都是緩慢上升的，故可以實現(xiàn)開關管的零電壓關斷；對于二次側電容1和2，始終保持一個電容放電而另一個電容充電的狀態(tài)，即有Dv1+Dv2=0。

由于電路拓撲的對稱結構，后半個開關周期6～12時段內，變換器的工作過程與0～6時段完全對稱，這里不再贅述。

2 電路特性分析

2.1 Buck/Boost電感電流及漏感電流分析

考慮到開關管開通關斷的時間非常短，此期間電感電流基本不變，所以在變換器的穩(wěn)態(tài)過程分析中，忽略死區(qū)時間與開關瞬間諧振過程的影響。當移相角為正且比較大時，系統(tǒng)工作于左外部模式。此時移相角滿足

由于電路拓撲完全對稱，電感1與2的電感值相等，所以只需分析電感1的電流變化。

0～4時段，S1導通，1承受反壓釋放能量，有

4～12時段，S2導通，1承受蓄電池電壓線性充電，直到開關管S2關斷時刻即下一個周期開始結束，所以有

（3）

此外，兩個輸入端口電壓的關系為

所以得出

（5）

式中，s為系統(tǒng)開關頻率；o、s分別為輸出功率與端口1光伏的功率。

對于漏感r，0～2時段，有

令0=0，其中，，為變壓器二次側電容2電壓折算到一次側的電壓。

2～4時段，有

4～6時段，有

電路結構完全對稱，有

（10）

2.2 傳輸功率與移相角以及占空比的關系

忽略變壓器與開關管的損耗，變換器輸出的功率等于變壓器傳輸?shù)墓β?。左外部模式?/p>

同理推出其他模式下的功率表達式，整理得

（12）

由式（12）可見，變換器的輸出功率在開關頻率不變的情況下，可通過改變移相角或占空比進行調節(jié)。圖4給出了輸出功率與移相角和占空比的三維曲線圖，o是輸出功率以b2/(psr)為基值歸一化處理的結果。圖5為輸出功率與移相角和占空比的二維關系圖。綜合兩圖看出，變換器輸出功率隨移相角增大而增大，隨占空比的增大而減小。

圖4 輸出功率與移相角和占空比的三維曲線

圖5 輸出功率與移相角和占空比的二維曲線

2.3 功率開關管的軟開關分析

采用傳統(tǒng)移相控制的DAB電路，利用變壓器漏感與開關管結電容諧振，可以實現(xiàn)其所有功率開關管的軟開關，但當移相角較小且漏感存儲的能量不足時，則失去部分開關管的軟開關。雙向Buck/Boost電路，也可以利用濾波電感電流實現(xiàn)其開關管的軟開關，但當電感電流的直流分量增加時，電感電流方向不變，導致其中一個開關管不能實現(xiàn)軟開關。

本文研究的電路將DAB電路與雙Buck/Boost電路集成后，通過上述移相加PWM控制，則可以實現(xiàn)所有功率器件大部分工作區(qū)域的軟開關。由于該拓撲是對稱結構，S3、S4、S6的零電壓開通條件分別與S1、S2、S5相同，故只需分析S1、S2、S5即可。這里仍以左外部模式為例，對開關管的零電壓開通條件進行分析。

對于開關管S1，實現(xiàn)零電壓開通的臨界條件是：0時刻，假設i1(0)-p(0)＞0，0～1時段，變換器處于諧振狀態(tài)，恰好在1時刻，S2寄生電容電壓充電至s，諧振電流為零，即i1(1)-p(1)=0，故推出實現(xiàn)S1的零電壓開通條件

式中，p為開關管S2的結電容，并假設變壓器一次側開關管結電容都等于p。

對于開關管S2，實現(xiàn)零電壓開通的臨界條件是：4時刻，假設p(4)-i1(4)＞0，4～5時段，變換器處于諧振狀態(tài)，恰好在5時刻，S1寄生電容電壓充電至s，諧振電流為零，即p(5)-i1(5)=0，故推出實現(xiàn)S2的零電壓開通條件

對于開關管S5，實現(xiàn)零電壓開通的臨界條件是：2時刻，如果p(2)＞0，2～3時段，變換器處于諧振狀態(tài)，恰好在3時刻，S6寄生電容電壓充電至o，諧振電流為零，即p(3)=0，故推出實現(xiàn)S5的零電壓開通條件

（15）

式中，s為開關管S6的結電容，并假設變壓器二次側開關管結電容都等于s。

對于式（15）中，不等式右邊無意義，說明p(2)＞0時，S5可以自動滿足零電壓開通條件。

如果p(2)＜0，2～3時段內，變換器分為兩個狀態(tài)，首先S6的反并聯(lián)二極管續(xù)流導通，漏感r承受電壓為s+o/(2)，電感電流迅速上升至零，之后工作于諧振狀態(tài)，過程分析與p(2)＞0時2～3時段諧振狀態(tài)類似。所以只要保證足夠的死區(qū)時間，S5可以自動實現(xiàn)零電壓開通。

聯(lián)立式（5）、式（10）、式（12）～式（15），得到左外部模式下實現(xiàn)零電壓開通的條件如式（16）所示。

同理內部模式下，開關管的零電壓開通條件如式（17）所示。

右外部模式下，開關管的零電壓開通條件如式（18）所示。

（17）

（18）

通過軟開關條件式（16）～式（18）的分析，圖6所示得到變換器在三種工作模式下實現(xiàn)軟開關范圍，圖6a中陰影區(qū)域為光伏功率為正，占空比為0.4時S1與S2的軟開關范圍；圖6b中陰影區(qū)域為開關管S5的軟開關范圍。能夠看出，值越大，越利于S5零電壓開通，反而不利于S1與S2的軟開關實現(xiàn)，所以通過選取合適的，可以實現(xiàn)寬工作范圍內所有功率器件的零電壓開通。

本文中s=60V，b=24V，從圖6b可知，選取=1.062 5，S5能夠實現(xiàn)軟開關，圖7為變換器在不同占空比時實現(xiàn)軟開關的范圍，對比圖7a和圖7b可知，相對于傳統(tǒng)移相控制，加入占空比控制，系統(tǒng)輸出功率較小時，較大程度地改善了軟開關實現(xiàn)條件。

（a）S1、S2軟開關

（b）S5軟開關

圖6 變換器的軟開關范圍

Fig.6 The ZVS range of the converter

（a）=0.3

（b）=0.5

圖7 不同占空比時實現(xiàn)軟開關的范圍

Fig.7 The ZVS range with different duty ratios

3 控制結構及控制策略

對于該拓撲，端口1與2可以分別接入光伏與蓄電池，圖8為系統(tǒng)的控制結構圖，光伏電壓調節(jié)器（Solar Voltage Regulator, SVR）通過控制占空比，匹配其端口電壓進而實現(xiàn)光伏最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking, MPPT）控制。近年來很多改進的MPPT控制算法[20-22]，以提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的效率，鑒于本文研究重點在于PWM加移相控制的變換器工作原理特性分析，故采用了比較簡單的恒定點電壓跟蹤（Constant Voltage Tracking,CVT）。對于輸出電壓調節(jié)器（Output Voltage Regulator, OVR），則是采用對移相角的調節(jié)來維持輸出電壓恒定。蓄電池作為自由端口，在維持系統(tǒng)功率平衡方面扮演了非常重要的角色，當負載較輕時，吸收光伏產生的多余能量實現(xiàn)儲能；負載較重時，則向負載釋放能量，用來補充負載消耗的能量；如果負載為饋能裝置，蓄電池完全充當儲能裝置，吸收來自光伏與負載側的能量之和。

圖8 系統(tǒng)控制結構圖

4 實驗

建立了一個額定功率為300W的實驗樣機，如圖9所示，具體電路參數(shù)如下：s=60V，b=24V，o=102V，=1，r=12mH，1=2=100mH，s=50kHz。

圖9 變換器實驗樣機

圖10為該變換器在三種模式下的穩(wěn)態(tài)工作波形，圖10中實驗波形與上述工作原理分析一致。圖10a和圖10b分別工作在左外部與內部模式，能夠看出，一次電壓ab均超前于二次電壓sec，移相角為正，蓄電池均處于放電狀態(tài)。圖10c能夠看出，變換器工作在右外部模式下，移相角為負，負載饋能，蓄電池處于充電狀態(tài)。

（a）左外部模式

（b）內部模式

（c）右外部模式

電路拓撲的對稱性，決定了開關管S3、S4和S6的軟開關特性分別與S1、S2和S5相似。圖11a～圖11c分別為圖7a中工作點A處開關管S1、S2和S5的ZVS波形，可以看出，在加驅動之前，相應開關管漏源極電壓已經(jīng)下降至零，實現(xiàn)了零電壓開通，工作點B與C零電壓開通的實驗結果與A點相似。圖11d為工作點D處開關管S1硬開關波形，在給S1加驅動后，其漏源極電壓強迫下降至零，未實現(xiàn)軟開關，工作點D處S2和S5相關波形與圖11b和圖11c相似，均能夠實現(xiàn)零電壓開通。圖12給出了光伏端口功率一定的情況下，變換器的負載切換波形，其中b為蓄電池端口電流，圖12a為輕載與重載相互切換的相關波形，輕載時蓄電池充電，重載時蓄電池放電以補充負載消耗的能量；圖12b為負載耗能（負載電流為正）與饋能（負載電流為負）兩個狀態(tài)的切換波形，負載耗能較重時，蓄電池放電，負載饋能時，蓄電池充電用來吸收來自光伏與負載的能量之和，其中負載切換瞬間，光伏電壓與輸出電壓經(jīng)過短暫的調節(jié)后基本保持不變。

（a）A點S1ZVS波形????（b）A點S2ZVS波形

（c）A點S5ZVS波形????（d）D點S1硬開關波形

圖11 功率開關管開通波形

Fig.11 The turn-on waveforms for power switches

（a）輕載與重載切換???（b）耗能負載與饋能負載切換

5 結論

本文研究的三端口DC-DC變換器將兩個雙向Buck/Boost電路集成到傳統(tǒng)的雙有源橋式電路中，實現(xiàn)了功率器件的復用，提高功率密度，降低系統(tǒng)成本，該變換器可以應用在光伏-蓄電池等混合發(fā)電系統(tǒng)領域。通過移相加PWM的方式實現(xiàn)了對系統(tǒng)能量的管理與控制，較大程度改善了傳統(tǒng)移相控制下DAB在移相角較小時軟開關條件，使得在寬工作范圍內能夠實現(xiàn)所有功率開關管的軟開關。

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Dual Buck/Boost Integrated Dual Active Bridge Three-Port DC-DC Converter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

In this paper, Dual Buck/Boost integrated dual active bridge (DAB) three-port DC-DC converter combines the conventional DAB and two bidirectional Buck/Boost circuits. Hence power switches are shared, and the power density is improved. The PV-battery hybrid power system is taken as an example to analyze the proposed converter topology. The phase shift plus PWM control is adopted here. The phase shift angle is used to control the power flow between the input port and the output port, while the duty cycle is employed to match the input voltages. Thus the maximum power point tracking (MPPT) can be achieved and the power flow between PV and battery can be balanced. The basic operation principles, steady state characteristics and zero voltage switching (ZVS) conditions are analyzed. The ZVS conditions for the conventional DAB operating in small phase shift angle can be greatly improved, and thus the converter can operate under ZVS in a wide operation range. A 300 W converter prototype is built to verify all considerations.

Multi-port converter, bidirectional Buck/Boost circuit, dual active bridge circuit, zero voltage switching, phase shift + PWM control

TM46

國家自然科學基金（51077112）和河北省自然科學基金（E2012203163）資助。

2014-06-17 改稿日期 2014-12-17

孫孝峰 男，1970年生，博士，教授，研究方向為變流器拓撲及波形控制技術、功率因數(shù)校正與有源濾波技術、新能源變換與組網(wǎng)技術等。E-mail: sxf@ysu.edu.cn（通信作者）

劉飛龍 男，1988年生，博士研究生，研究方向為雙向直流變換器拓撲及其控制。E-mail: feilong_liu@stumail.ysu.edu.cn