殷 實(shí) 譚國(guó)俊 方 磊 曹曉冬

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模塊化多電平變流器調(diào)速系統(tǒng)變頻控制

殷 實(shí) 譚國(guó)俊 方 磊 曹曉冬

（中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院 徐州 221116）

模塊化多電平變流器（MMC）憑借著諸多優(yōu)勢(shì)成為高電壓大功率工況下的核心拓?fù)?。但MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)運(yùn)行于低頻狀態(tài)時(shí)存在橋臂能量分配不均衡、子模塊電容電壓波動(dòng)嚴(yán)重等問題，不僅影響變頻器全速域運(yùn)行能力，甚至威脅系統(tǒng)安全。為解決上述問題，提出一種基于共模電壓與偏置電壓控制的MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)全速域運(yùn)行方法，旨在通過控制系統(tǒng)各橋臂瞬時(shí)功率以快速抑制子模塊電壓波動(dòng)。首先，構(gòu)建系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型，分析懸浮電容電壓波動(dòng)影響因素；其次，設(shè)計(jì)變頻調(diào)速系統(tǒng)的低頻控制器與在線模式切換環(huán)節(jié)；最后，為驗(yàn)證所提控制策略的可行性和有效性，對(duì)其進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)的對(duì)比分析。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提控制策略能有效抑制MMC變流器子模塊電壓波動(dòng)，完成不同頻段平滑切換，降低系統(tǒng)損耗，改善系統(tǒng)輸出品質(zhì)，提升MMC系統(tǒng)安全運(yùn)行能力。

模塊化多電平變流器驅(qū)動(dòng)系統(tǒng) 共模電壓控制 偏置電壓控制 模式切換 降低系統(tǒng)損耗

0 引言

模塊化多電平變流器（Modular Multilevel Con- verters, MMC）作為一種新型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，憑借其共母線結(jié)構(gòu)、高度模塊化、輸出品質(zhì)高、諧波含量少、結(jié)構(gòu)靈活、可自由延展等諸多優(yōu)勢(shì)，被廣泛應(yīng)用于中、高電壓大功率直流輸電、新能源并網(wǎng)、電能品質(zhì)改善等諸多領(lǐng)域[1-7]。

隨著對(duì)MMC系統(tǒng)研究的深入，不同調(diào)制策略、先進(jìn)控制方法相繼被提出[8-17]，將輸出品質(zhì)更高、結(jié)構(gòu)更靈活的MMC應(yīng)用于中、高電壓大功率調(diào)速領(lǐng)域成為可能。區(qū)別于傳統(tǒng)H橋級(jí)聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于MMC數(shù)目龐大的子模塊并不是由多抽頭變壓器獨(dú)立供電，MMC運(yùn)行于低頻段時(shí)懸浮電容電壓波動(dòng)嚴(yán)重，電壓平衡被破壞，各相上、下橋臂電流畸變率大，系統(tǒng)輸出電壓、電流品質(zhì)較差，甚至中斷系統(tǒng)安全運(yùn)行。由于MMC在低頻狀態(tài)下存在種種問題，阻礙了其在電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)領(lǐng)域的發(fā)展。

文獻(xiàn)[18]理論分析了MMC懸浮電容電壓波動(dòng)幅值的影響因素。文獻(xiàn)[19]提出了一種注入高頻共模電壓與環(huán)流高頻分量的控制（Injecting Common Voltage and Circuit Current Control, IVC4）方法，從而達(dá)到抑制低頻電容電壓波動(dòng)的控制目標(biāo)。但上述方法僅討論了特定調(diào)制度、特定頻率的控制方法，并不適用于實(shí)時(shí)變化的變頻調(diào)速工況。文獻(xiàn)[20,21]針對(duì)變調(diào)制度問題進(jìn)行改進(jìn)，引入離線查表法思想，實(shí)現(xiàn)不同調(diào)制度、不同頻段的控制。上述方法中均通過控制高頻環(huán)流分量從而達(dá)到抑制懸浮電容波動(dòng)的目標(biāo)，但由于環(huán)流高頻控制分量的引入，致使系統(tǒng)環(huán)流幅值增大，開關(guān)應(yīng)力升高。同時(shí)MMC環(huán)流高頻分量控制器設(shè)計(jì)難度較高，高低頻控制器理想控制參數(shù)均不同，在工程應(yīng)用過程中可實(shí)現(xiàn)度較低。

為解決上述問題，本文提出一種基于方波共模電壓與偏置電壓匹配控制的MMC變頻系統(tǒng)全速域運(yùn)行方法（Injecting Common Voltage and Bias Voltage control strategy, IBCV2）。分析MMC不同狀態(tài)下各橋臂瞬時(shí)功率的變化，在低頻控制環(huán)節(jié)，引入共模電壓與偏置電壓控制自由度。解決MMC低頻段電容電壓波動(dòng)、能量均衡問題，改善輸出品質(zhì)，增強(qiáng)系統(tǒng)低頻狀態(tài)下的可靠運(yùn)行能力。同時(shí)降低控制器設(shè)計(jì)難度，提升控制器工程應(yīng)用的可實(shí)現(xiàn)性，設(shè)計(jì)高低頻控制模式切換環(huán)節(jié)，完成系統(tǒng)低頻段與高頻段的平滑過渡，實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速系統(tǒng)的全速域高精度控制。最后，搭建MMC變頻調(diào)速實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提控制策略的正確性與可實(shí)現(xiàn)性。

1 MMC定義及基本工作原理

模塊化多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，為三相、六橋臂對(duì)稱結(jié)構(gòu)。變流器各相分為上、下兩個(gè)橋臂，均由數(shù)個(gè)半橋型子模塊與橋臂電感串聯(lián)構(gòu)成。MMC的子模塊為系統(tǒng)功率單元，橋臂電感則起到抑制相間環(huán)流、減小故障沖擊的作用。

圖1 模塊化多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

變流器正常工作時(shí)，子模塊有投入、旁路、切除三種工作狀態(tài)。當(dāng)子模塊半橋結(jié)構(gòu)上、下管同時(shí)關(guān)斷時(shí)，子模塊處于切除狀態(tài)（即冗余熱備用狀態(tài)）。若上管導(dǎo)通、下管關(guān)斷，子模塊處于投入狀態(tài)，sm=1；若上管關(guān)斷、下管導(dǎo)通，子模塊處于旁路狀態(tài)，sm=0。參考MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，基于基爾霍夫電流定律，各相上、下橋臂電流（i,p,i,n）可表示為

式中，=a,b,c分別表示變流器a、b、c三相；p、n分別表示上、下橋臂；dc為母線電流；z,x為各相環(huán)流；s,x為MMC交流側(cè)電流。

由于環(huán)流存在于系統(tǒng)內(nèi)部，不便直接測(cè)量，由式（1）可獲得各相內(nèi)部環(huán)流表達(dá)式為

子模塊電容電壓與其所附屬的橋臂電流p、n存在耦合關(guān)系，如式（3）所示。通過控制子模塊的投、切狀態(tài)，從而控制其電容能量交換過程，維持電容電壓穩(wěn)定。MMC正常工作時(shí)，為便于分析，可將系統(tǒng)各橋臂簡(jiǎn)化為可變電壓源，則MMC簡(jiǎn)化電壓模型如圖2所示。各橋臂的子模塊端口電壓構(gòu)成了橋臂電壓v,y。

式中，v,y為各相上、下橋臂電壓，=p,n；為子模塊電容；=1,2,3,…,，為各橋臂1～號(hào)子模塊；v,y,k為子模塊輸出電壓；v,y,k為子模塊電容電壓；S,k為子模塊投切狀態(tài)。

圖2 MMC簡(jiǎn)化電壓模型

基于基爾霍夫電壓定律，各相上、下橋臂電壓與變流器交流側(cè)電壓及橋臂偏置電壓關(guān)系為

式中，dc為MMC直流母線電壓；s,x為交流側(cè)電壓；z,x為橋臂偏置電壓；b、b分別為橋臂電感的等效電感與電阻。

2 MMC低頻狀態(tài)分析

2.1 子模塊電容電壓波動(dòng)問題

由于系統(tǒng)功率單元并不是理想直流源，其懸浮電容支撐子模塊的輸出電壓，需通過周期性的能量交換維持電容電壓穩(wěn)定。子模塊電容電壓波動(dòng)情況如圖3所示，其波動(dòng)系數(shù)可表示為[15]

式中，s為變流器交流側(cè)電流幅值；為MMC調(diào)制系數(shù)；r為變流器輸出角速度；為輸出功率角。

圖3 子模塊電容電壓波動(dòng)情況

由圖3可知，若變流器系統(tǒng)處于低頻狀態(tài)時(shí)（即0＜converter＜12Hz，懸浮電容的波動(dòng)十分嚴(yán)重。在輸出頻率相同的情況下，系統(tǒng)處于低調(diào)制度區(qū)域時(shí)，波動(dòng)更為明顯。若子模塊的電壓波動(dòng)嚴(yán)重，不僅會(huì)侵占系統(tǒng)所需的有效調(diào)制區(qū)間，使得控制器無法完成既定的控制目標(biāo)，輸出電壓品質(zhì)變差，諧波含量升高，甚至?xí)狗€(wěn)定系統(tǒng)產(chǎn)生振蕩，中斷系統(tǒng)安全運(yùn)行。

2.2 上、下橋臂能量均衡問題

參考式（1）、式（4），各相上、下橋臂的瞬時(shí)功率可表示為

MMC運(yùn)行于低頻狀態(tài)時(shí)，各相上、下橋臂功率偏差為低頻分量且波動(dòng)周期過長(zhǎng)，致使上、下橋臂子模塊所存儲(chǔ)的總電能偏差累積放大，破壞子模塊電容電壓平衡。同時(shí)，系統(tǒng)各相的瞬時(shí)功率之和也為低頻量，若長(zhǎng)時(shí)間處于低頻狀態(tài)且不對(duì)其進(jìn)行控制，子模塊電容電壓不僅產(chǎn)生較大的波動(dòng)，同時(shí)會(huì)偏離功率單元期望電壓。

3 MMC低頻控制器設(shè)計(jì)

若想實(shí)現(xiàn)MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)高精度全速域運(yùn)行，同時(shí)控制系統(tǒng)成本，需解決低頻段存在的能量分配不均衡、懸浮電容電壓波動(dòng)等問題，因此在低頻控制環(huán)節(jié)中需引入控制自由變量。控制自由變量只作用于變流器內(nèi)部，對(duì)輸出變量不產(chǎn)生影響。同時(shí)能夠最大限度地消除橋臂瞬時(shí)功率偏差與各相總功率的低頻分量，從而改善各橋臂能量交換過程，抑制子模塊電容電壓波動(dòng)，提高系統(tǒng)輸出品質(zhì)，實(shí)現(xiàn)對(duì)MMC調(diào)速系統(tǒng)的高精度控制。

3.1 共模電壓控制

高頻共模電壓注入MMC后，僅改變各相上、下橋臂電壓與相電壓，對(duì)系統(tǒng)輸出線電壓及電流并不產(chǎn)生影響。系統(tǒng)注入高頻共模電壓后，上、下橋臂功率變?yōu)?/p>

式中，com為MMC系統(tǒng)注入的共模電壓。其表達(dá)式及標(biāo)幺調(diào)制信號(hào)可表示為

式中，com為注入共模電壓幅值；為注入共模電壓角頻率；為注入共模電壓初始角；com為標(biāo)幺共模電壓調(diào)制信號(hào)；com為共模電壓調(diào)制信號(hào)比，后文中均用該方法表述。

參考式（8），系統(tǒng)注入高頻共模電壓后，各相上、下橋臂瞬時(shí)功率偏差表達(dá)式為

由式（11）可知，在匹配注入高頻共模電壓與同頻率的環(huán)流后，可消除變流器在低頻段所產(chǎn)生的低頻偏差分量。同時(shí)，為避免MMC系統(tǒng)出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象，參考式（3），注入共模電壓的幅值需滿足

式中，p,n,x為變流器上、下橋臂的調(diào)制系統(tǒng)；m為交流側(cè)輸出調(diào)制系數(shù)。

在抑制MMC低頻電容電壓波動(dòng)的過程中，由于需要高頻環(huán)流的介入，致使系統(tǒng)開關(guān)應(yīng)力上升。為此設(shè)計(jì)低頻控制器時(shí)，為提高系統(tǒng)的可靠運(yùn)行能力，需盡可能地減小各相環(huán)流的幅值，降低開關(guān)應(yīng)力，減少系統(tǒng)損耗。

由式（11）可知，增大注入共模電壓的幅值可降低控制系統(tǒng)所需環(huán)流高頻控制分量的幅值。但在低頻控制環(huán)節(jié)中，所注入共模電壓幅值大小是受到調(diào)制區(qū)域硬性約束的。為最大可能地減小控制器所需高頻環(huán)流分量，同時(shí)不占用調(diào)速控制系統(tǒng)所需的調(diào)制區(qū)域，在確保系統(tǒng)所注入共模電壓幅值不變的情況下，提升注入共模電壓基波幅值是降低系統(tǒng)損耗的有效解決方案。為此，可用方波共模電壓控制信號(hào)替代正弦波，則注入共模電壓可表示為

參考式（11）、式（15），系統(tǒng)低頻控制所需的各相環(huán)流高頻分量大小與注入共模電壓基波成反比關(guān)系。將注入的方波共模電壓替換傳統(tǒng)控制策略所使用的正弦共模電壓后，系統(tǒng)低頻運(yùn)行過程中所需環(huán)流高頻分量降低了21%。

3.2 高頻偏置電壓控制

環(huán)流只存在于變流器內(nèi)部，并不影響MMC系統(tǒng)輸出電流，若其與系統(tǒng)所注入共模電壓匹配控制即可消除偏差功率的低頻分量。為實(shí)現(xiàn)對(duì)高頻環(huán)流分量的控制，多采用比例諧振控制器（Proportional Resonant-Controller, PR-Controller），但PR-Controller的參數(shù)選取難度較大，可實(shí)現(xiàn)度較低。為簡(jiǎn)化控制架構(gòu)，降低控制器設(shè)計(jì)難度，在低頻控制器設(shè)計(jì)過程中，采用偏置電壓控制方案。

參考式（4）可知，各相偏置電壓高頻分量與高頻環(huán)流之間存在一階線性關(guān)系。通過對(duì)各相偏置電壓進(jìn)行控制，即可獲得理想的環(huán)流控制信號(hào)。為配合系統(tǒng)所注入的共模電壓消除功率偏差低頻分量，各相偏置電壓高頻控制分量可表示為

式中，z,x為各相偏置電壓；為偏置電壓高頻分量幅值；為偏置電壓初始角；為標(biāo)幺偏置電壓高頻分量調(diào)制信號(hào)；為偏置電壓高頻分量調(diào)制比。

為實(shí)現(xiàn)MMC低頻狀態(tài)下橋臂功率均衡控制，需滿足

將式（17）代入式（10）和式（18），整理可獲得變流器系統(tǒng)橋臂偏置電壓給定為

由注入方波共模電壓的傅里葉級(jí)數(shù)展開式可知，共模電壓信號(hào)中不僅含有頻率為com的基波分量，同時(shí)包含(2+1)com的倍頻分量。相比于僅引入頻率為com偏置電壓方法，在獲得相同控制效果的前提下，同時(shí)引入倍頻分量的方法能夠有效地降低系統(tǒng)環(huán)流幅值。引入基波分量與三倍頻分量后，所注入的偏置電壓信號(hào)可表示為

將式（20）代入式（10）、式（18）中，可得

式中，1、3分別為偏置電壓基頻分量與三倍頻分量比例。

由式（4）可知，控制系統(tǒng)所注入的高頻偏置電壓幅值與相間環(huán)流高頻分量幅值成正比。為降低系統(tǒng)開關(guān)應(yīng)力，需盡可能地減小偏置電壓，即

求解式（22）可獲得1=0.9；3=0.3。則有

為最大程度抑制電容電壓波動(dòng)，確保各相上、下橋臂能量均衡，消除控制擾動(dòng)，控制器設(shè)計(jì)過程中引入前饋思想。IBCV2策略偏置電壓高頻分量控制如圖4所示，為消除存儲(chǔ)電能偏差，給定設(shè)置為0。

圖4 IBCV2策略偏置電壓高頻分量控制

3.3 低頻偏置電壓控制

為使各個(gè)子模塊電壓跟蹤期望電壓，需確保對(duì)變流器交、直流側(cè)能量交換情況，各相瞬時(shí)總功率進(jìn)行控制。注入共模電壓后，參考式（8），系統(tǒng)各相總功率可表示為

若子模塊電容電壓趨近恒定，在系統(tǒng)子模塊期望給定上下小幅值波動(dòng)，則需確保各相瞬時(shí)功率總

參考式（26），通過控制偏置電壓低頻分量，即可控制各相總功率恒定，維持電容電壓在給定值（dc/）附近。為此設(shè)計(jì)低頻偏置電壓控制器，IBCV2策略偏置電壓高頻分量控制如圖5所示。

圖5 IBCV2策略偏置電壓高頻分量控制

4 MMC高頻控制

變流器系統(tǒng)運(yùn)行于高頻狀態(tài)時(shí)，由式（7）可知，偏差功率的低頻分量幾乎為0，懸浮電容交換能量的速率加快，在協(xié)處理器中設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單的子模塊電壓均衡方法，即可確保子模塊電容電壓在給定值附近小幅值波動(dòng)。為此，在MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)運(yùn)行于高頻狀態(tài)時(shí)，系統(tǒng)上、下橋臂調(diào)制信號(hào)中無需引入附加控制自由變量，即

在高頻狀態(tài)下，上、下橋臂電壓之和與變流器直流母線之間仍存在電壓偏差，且MMC仍有內(nèi)部環(huán)流，為降低功率器件的開關(guān)應(yīng)力，提升安全運(yùn)行能力，需對(duì)環(huán)流進(jìn)行抑制。高頻控制器設(shè)計(jì)過程中，參考式（7），同樣需對(duì)相功率進(jìn)行控制。為此，系統(tǒng)運(yùn)行于高頻模式下時(shí)，控制器保留偏置電壓低頻分量控制，即

5 模式切換

IBCV2低頻控制策略是MMC電容電壓低頻波動(dòng)抑制的有效解決方案，但長(zhǎng)時(shí)間在電壓調(diào)制信號(hào)中注入共模電壓、偏置電壓信號(hào)后，會(huì)增大系統(tǒng)開關(guān)應(yīng)力，占用調(diào)制區(qū)域。為此，MMC控制器設(shè)計(jì)過程中需要在系統(tǒng)損耗、調(diào)制區(qū)間和抑制電容電壓波動(dòng)等控制需求之間尋求一個(gè)平衡點(diǎn)。同時(shí)電機(jī)起動(dòng)、制動(dòng)、運(yùn)行是一個(gè)動(dòng)態(tài)變頻過程，需參考系統(tǒng)輸出需求，共模電壓、偏置電壓何時(shí)注入，偏置電壓給定的高、低頻分量的選取，控制分量的大小都是模式切換環(huán)節(jié)所需解決的問題。

在MMC控制器模式切換環(huán)節(jié)中引入模糊決策理論，其原理如圖6所示。以系統(tǒng)輸出頻率為評(píng)價(jià)

圖6 模糊決策原理

準(zhǔn)則，將頻率0～50Hz及以上區(qū)間分為約束控制段1、線性控制段2與最優(yōu)控制段3。針對(duì)不同頻段的控制指標(biāo)，在線修正共模電壓與偏置電壓的控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)MMC變頻器的全速域運(yùn)行。MMC變頻驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)模式切換環(huán)節(jié)的線性決策函數(shù)為

式中，f為變流器輸出頻率；high、low分別為模式切換環(huán)節(jié)的高、低頻控制閾值。由此可得

（1）若f＜low，模式切換環(huán)節(jié)則判定系統(tǒng)處于約束控制段。為使系統(tǒng)安全穩(wěn)定運(yùn)行，確保上、下橋臂能量平衡，最大限度地降低懸浮電容的波動(dòng)，需注入滿幅值的共模電壓與偏置電壓高頻控制分量，即com=1=1，從而維持系統(tǒng)安全穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)。為此，抑制電壓波動(dòng)為約束控制段的最高優(yōu)先級(jí)控制目標(biāo)。

（2）若f＞high，則控制器判定系統(tǒng)運(yùn)行于最優(yōu)控制段，變流器輸出頻率較高，各橋臂之間能量交換快，可自然均衡。懸浮電容電壓波動(dòng)較小，無需共模電壓和偏置電壓高頻控制信號(hào)，僅協(xié)處理器就均壓?jiǎn)栴}進(jìn)行處理，此時(shí)com=3=0。在最優(yōu)控制段，電容電壓是否跟隨給定、環(huán)流大小的抑制情況的好壞則是評(píng)判控制效果的首要準(zhǔn)則。

（3）若low≤f≤high，則系統(tǒng)運(yùn)行于線性控制段，變流器需在電容電壓波動(dòng)與調(diào)制區(qū)間大小、開關(guān)損耗之間尋求平衡。隨著變流器輸出頻率逐漸升高，系統(tǒng)對(duì)電容電壓波動(dòng)抑制的控制需求逐漸減弱，模式切換環(huán)節(jié)也需將控制分量不間斷地在線修正，如式（30）所示，。

引入模式切換環(huán)節(jié)后，共模電壓與偏置電壓的調(diào)制信號(hào)表示為

6 仿真

為驗(yàn)證所提策略的控制性能，在Matlab/ Simulink環(huán)境下，搭建MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)仿真模型，對(duì)不同控制方法進(jìn)行仿真對(duì)比。MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)控制框圖如圖7所示，MMC及電機(jī)仿真參數(shù)見表1、表2。

圖8為MMC變頻調(diào)速仿真波形，MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)未引入低頻控制策略模型（Control Strategy without Low-frequency Mode, CSLM）和采用IBCV2策略的電機(jī)起動(dòng)過程對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形如圖8a所示。若MMC電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制器僅采用傳統(tǒng)變頻器的控制策略，未設(shè)計(jì)獨(dú)立低頻控制環(huán)節(jié)，低頻狀態(tài)下子模塊電容電壓波動(dòng)明顯，且持續(xù)時(shí)間較長(zhǎng)，變流器輸出線電壓、電流畸變率較大。由圖8可知，傳統(tǒng)MMC控制方法無法解決其在低頻段所存在的問題，不僅影響輸出品質(zhì)，同時(shí)威脅著系統(tǒng)安全。若控制系統(tǒng)采用IBCV2策略，其仿真波形如圖8b所示，由于控制自由變量的引入，對(duì)系統(tǒng)低頻段瞬時(shí)功率進(jìn)行控制，子模塊電容電壓波動(dòng)得到明顯抑制，波動(dòng)幅值大大降低，變流器系統(tǒng)輸出品質(zhì)得到明顯改善，電機(jī)起動(dòng)過程轉(zhuǎn)速上升平滑。IBCV2策略的引入不僅增強(qiáng)了系統(tǒng)高精度控制、全速域運(yùn)行能力，同時(shí)降低了損耗，確保系統(tǒng)在不同工況下的穩(wěn)定運(yùn)行。

圖7 MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)控制框圖

表1 MMC仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters of MMC system

表2 電機(jī)仿真參數(shù)

Tab.2 Simulation parameters of motor system

（a）未引入低頻控制策略

（b）IBCV2控制策略

圖8 MMC變頻調(diào)速仿真波形

Fig.8 Simulation waveforms of MMC drive system

7 實(shí)驗(yàn)

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提MMC調(diào)速系統(tǒng)變頻控制策略的有效性與可實(shí)現(xiàn)性，搭建三相MMC調(diào)速系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖9所示。由于實(shí)驗(yàn)條件所限，MMC直流母線電壓為500V，子模塊電容為2 200mF，橋臂電感為1.5mH。核心控制器采用DSP+FPGA數(shù)字處理系統(tǒng)架構(gòu)，DSP28335芯片完成核心算法，F(xiàn)PGA3S500E作為協(xié)處理器完成AD采樣、死區(qū)保護(hù)等輔助功能，系統(tǒng)控制器結(jié)構(gòu)如圖7所示。IGBT采用英飛凌公司的FF400R12KT3，為方便測(cè)量，將需觀測(cè)的輸出線電壓、電流、子模塊電容電壓等變量經(jīng)D-A轉(zhuǎn)換并用安捷倫MSO6014A示波器觀測(cè)。

圖9 MMC調(diào)速系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

7.1 對(duì)比實(shí)驗(yàn)

圖10為MMC驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)低頻狀態(tài)對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形。圖10a～圖10c分別為未引入低頻控制策略與IVC4策略和IBCV2策略在系統(tǒng)處于輸出頻率10Hz、25%負(fù)載轉(zhuǎn)矩情況下，變流器三相輸出電流、上下橋臂電流和子模塊電容電壓對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形。由圖10可知，傳統(tǒng)IVC4策略與IBCV2策略均能有效地抑制子模塊低頻電容電壓波動(dòng)，變流器輸出電流三相對(duì)稱且正弦度良好，低頻控制方案的引入，不僅提升了MMC的可靠性，同時(shí)優(yōu)化了變流器的輸出品質(zhì)。但相比較于傳統(tǒng)IVC4策略，在注入共模電壓幅值相同的情況下，由于方波共模電壓與倍頻偏置電壓的引入，系統(tǒng)上、下橋臂電流幅值降低了30%。在確保變流器獲得較好的控制效果的前提下，降低了功率器件的開關(guān)應(yīng)力與損耗，提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行能力。

表3給出了三種控制方法性能對(duì)比概述，其內(nèi)容包括子模塊電容電壓波動(dòng)系數(shù)、輸出電流畸變率、算法復(fù)雜度、模型依賴度和開關(guān)應(yīng)力大小。從表3中對(duì)比結(jié)果可以看出，未引入低頻控制環(huán)節(jié)的傳統(tǒng)控制策略作為算法復(fù)雜程度最低的方案，運(yùn)行于低頻狀態(tài)下時(shí)，電容電壓波動(dòng)情況嚴(yán)重，輸出品質(zhì)較差，更適用于工頻工況如電能傳輸工程等。IVC4策略引入低頻控制環(huán)節(jié)，有效地抑制了子模塊電容電壓低頻波動(dòng)，系統(tǒng)低頻輸出品質(zhì)得到改善，但控制器設(shè)計(jì)難度較大。IBCV2作為IVC4策略的改進(jìn)方案，在降低系統(tǒng)開關(guān)應(yīng)力的情況下，也可獲得優(yōu)異的控制精度，但是該方法相比于IVC4策略，系統(tǒng)參數(shù)依賴性略有上升，但簡(jiǎn)化了控制器的結(jié)構(gòu)，提升了其在工程應(yīng)用中的可實(shí)現(xiàn)性。

（a）未采取低頻控制策略 （b）采用IC4V控制策略 （c）采用IBCV2控制策略

圖10 MMC驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)低頻狀態(tài)對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形

Fig.10 Contrast experimental waveforms of MMC drive system

表3 CSLM、IVC4、IBCV2三種控制方法性能對(duì)比

Tab.3 Comparative results among three control methods of CSLM, IVC4 and IBCV2

7.2 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證所提控制策略的動(dòng)態(tài)性能，變頻調(diào)速系統(tǒng)控制器能夠?qū)崿F(xiàn)在不同調(diào)制度、輸出頻率狀態(tài)下的懸浮電容電壓波動(dòng)抑制與能量均衡，對(duì)基于IBCV2策略的MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)進(jìn)行電機(jī)起動(dòng)實(shí)驗(yàn)。變流器系統(tǒng)在變頻調(diào)速過程，尤其運(yùn)行于低頻模式，IBCV2能有效地抑制電容電壓波動(dòng)。隨著變流器系統(tǒng)輸出頻率的變換，IBCV2策略實(shí)時(shí)在線修正注入共模電壓的幅值、偏置電壓的控制量，完成變流器不同頻段的平滑過渡，實(shí)現(xiàn)MMC的全速域運(yùn)行。

（a）電機(jī)起動(dòng)轉(zhuǎn)速波形

（b）三相電流波形

（c）a相上、下橋臂電流

（d）a相上、下橋臂電容電壓波形

圖11 IBCV2策略動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)

Fig.11 The dynamic experiments of IBCV2 strategy

8 結(jié)論

MMC運(yùn)行于低頻狀態(tài)下時(shí)，電容電壓波動(dòng)嚴(yán)重，輸出品質(zhì)惡化。MMC變頻驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)若實(shí)現(xiàn)全速域運(yùn)行，亟需設(shè)計(jì)低頻控制器，對(duì)懸浮電容電壓、橋臂電流等系統(tǒng)內(nèi)部狀態(tài)變量進(jìn)行控制，從而提升系統(tǒng)控制精度與可靠運(yùn)行能力。本文以分析橋臂瞬時(shí)功率為基礎(chǔ)，引入共模電壓與偏置電壓作為控制自由變量，消除MMC系統(tǒng)上、下橋臂功率偏差與各相總功率的低頻分量，抑制懸浮電容的能量累積。同時(shí)在控制器模式切換環(huán)節(jié)中，引入模糊決策理論，在線修正控制分量，力求在系統(tǒng)損耗與控制精度之間尋求平衡點(diǎn)，完成高、中、低頻控制的模式切換。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提IBCV2策略能有效地解決不同頻段下子模塊電容電壓波動(dòng)問題，提升系統(tǒng)輸出品質(zhì)，同時(shí)減小橋臂電流，降低開關(guān)應(yīng)力與系統(tǒng)損耗。無需設(shè)計(jì)環(huán)流比例諧振控制器，簡(jiǎn)化了控制架構(gòu)，提升了控制策略的可實(shí)現(xiàn)性。IBCV2策略作為一種MMC變頻調(diào)速系統(tǒng)的新型控制方法，為高電壓大功率多電平變流器調(diào)速系統(tǒng)提供了新思路。

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Variable-Frequency Control Strategy of Modular Multilevel Converter

（School of Informationand Electrical Engineering China University of Mining and Technology Xuzhou 221116 China）

With the advantages of modularization, flexible structure and convenient expansion, modular multi-level converters (MMC) become the core topology under the condition of high voltage and high power. In low frequency status, the problems, such as unbalanced energy distribution in arms, severe pulsation of sub-module capacitor voltage in MMC variable-speed drives system, will exist. These problems will not only affect the running ability of full speed area, but threaten the system safety. Therefore, a full speed area running method based on common voltage and bias voltage control for MMC variable-speed drives system is proposed. The proposed method can suppress the pulsation of sub-module capacitor voltage by controlling instantaneous power of each arm. Firstly, the mathematical model of MMC system was built to analyze the influencing factors for pulsation of sub-module in low-frequency. Then, the low frequency controller and on-line link of mode switch were designed for variable-speed drives system. Last, the comparisons of the simulations and experiments verified the proposed control strategy. The results show that the control strategy proposed can effectively suppress the pulsation of MMC sub-module capacitor voltage, accomplish smooth switch during different frequencies, reduce system loss, and hence improve the system output quality and the safety performance of MMC system.

Modular multi-level converters drive system, common voltage control, bias voltage control, mode switch, reduce system loss

TM921.51

殷 實(shí) 男，1990年生，博士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖阶兞髌骺刂品椒ǖ取?/p>

E-mail: yinshicumt@163.com（通信作者）

譚國(guó)俊 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳統(tǒng)等。

E-mail: gjtan@cumt.edu.cn

2015-12-30 改稿日期 2016-05-20

江蘇省研究生培養(yǎng)創(chuàng)新工程（KYLX_1380）和江蘇省自然科學(xué)基金（BK20140204）資助項(xiàng)目。