郝瑞祥 雷浩東 賀 濤 游小杰

?

一種具有自動(dòng)均壓均流特性的組合式LLC諧振變換器

郝瑞祥 雷浩東 賀 濤 游小杰

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

提出一種具有自動(dòng)均壓和均流特性的組合式LLC諧振變換器。該變換器拓?fù)浠诙鄠€(gè)LLC模塊的ISOP結(jié)構(gòu)，通過(guò)在變換器前級(jí)開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)中加入飛跨電容實(shí)現(xiàn)各串聯(lián)模塊輸入端電壓的均衡，在不同模塊的諧振槽中串聯(lián)耦合電感實(shí)現(xiàn)各模塊電流的均衡。該拓?fù)浔３至藗鹘y(tǒng)LLC諧振變換器的高效率、軟開(kāi)關(guān)和低電磁干擾（EMI）等優(yōu)良特性，且具有控制簡(jiǎn)單、系統(tǒng)可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，非常適用于高降壓比、大功率輸出場(chǎng)合。以?xún)蓚€(gè)LLC模塊的組合式變換器為例，對(duì)該拓?fù)涞木鶋汉途髟磉M(jìn)行詳細(xì)分析。最后，通過(guò)一臺(tái)輸入400～550V、輸出48V/24A的實(shí)驗(yàn)室樣機(jī)，對(duì)該拓?fù)涞木鶋汉途餍ЧM(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

LLC諧振變換器 輸入串聯(lián)輸出并聯(lián) 自動(dòng)均壓均流 飛跨電容 耦合電感

0 引言

DC-DC變換器廣泛應(yīng)用于便攜式設(shè)備、LED驅(qū)動(dòng)、電動(dòng)汽車(chē)、儲(chǔ)能系統(tǒng)、航空航天電源等領(lǐng)域[1-4]。近年來(lái)，DC-DC變換器正在向高電壓大功率的方向發(fā)展。而功率半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件在耐壓、通流能力和開(kāi)關(guān)速度等方面的性能限制了DC-DC變換器在高電壓大功率場(chǎng)合的應(yīng)用。如何通過(guò)模塊串并聯(lián)組合的方式提高變換器的功率等級(jí)，以滿(mǎn)足對(duì)高電壓大容量DC-DC變換器的應(yīng)用需求，已經(jīng)成為開(kāi)關(guān)電源領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)和難點(diǎn)[5-8]。

LLC串聯(lián)諧振變換器能夠在寬輸入電壓和寬負(fù)載變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)開(kāi)關(guān)器件的零電壓開(kāi)通和二次側(cè)整流二極管的零電流關(guān)斷，具有開(kāi)關(guān)頻率高、損耗小、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)[9,10]。多路LLC模塊可以組成ISOP（input-series output-parallel）結(jié)構(gòu)來(lái)滿(mǎn)足高電壓輸入、大功率輸出場(chǎng)合的需求[11]，ISOP結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器如圖1所示。

圖1 ISOP結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器

由于實(shí)際制造工藝的限制和元件容差的存在，以及一些器件的參數(shù)會(huì)隨著環(huán)境的變化而發(fā)生改變，串并聯(lián)應(yīng)用中各LLC模塊參數(shù)不可能完全相同。這樣勢(shì)必會(huì)造成某些模塊所承受的電壓和電流應(yīng)力比較大，導(dǎo)致?lián)p毀，而且在動(dòng)態(tài)過(guò)程中不平衡的情況可能會(huì)更加嚴(yán)重[12]，降低了系統(tǒng)工作的可靠性。因此，必須采取有效措施對(duì)ISOP結(jié)構(gòu)LLC變換器模塊間的均壓和均流進(jìn)行控制。

為使兩個(gè)串聯(lián)橋臂的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力鉗位在輸入電壓的一半，需要對(duì)兩路輸入電容進(jìn)行均壓。文獻(xiàn)[13-15]采用傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)，將DC-DC變換器輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力鉗位到輸入電壓的一半，但是三電平結(jié)構(gòu)需要兩個(gè)高壓二極管。文獻(xiàn)[16,17]使用開(kāi)關(guān)電容（飛跨電容）的方法實(shí)現(xiàn)了輸入電容電壓的均衡，并取消了傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)中的兩個(gè)高壓二極管。但是所提出的電路只有一路LLC變換器輸出，限制了變換器輸出功率的提高，而且飛跨電容在上、下兩個(gè)輸入電容之間傳輸?shù)哪芰勘容^大，增加了均壓的難度和開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的損耗。

傳統(tǒng)的組合式LLC變換器均流方法通常采用復(fù)雜的均流控制策略，并需要額外添加電流（電壓）傳感器或有源器件，增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜程度和電路硬件成本[18-21]。

本文提出一種能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均壓和均流的ISOP結(jié)構(gòu)組合式LLC諧振變換器拓?fù)洹Ｔ诒３謧鹘y(tǒng)LLC諧振變換器良好的軟開(kāi)關(guān)特性的基礎(chǔ)上，該拓?fù)渫ㄟ^(guò)在電路中加入均壓飛跨電容和均流耦合電感實(shí)現(xiàn)兩路LLC模塊的輸入側(cè)電壓、諧振槽電流以及二次側(cè)整流二極管電流的自動(dòng)均衡，而不需要復(fù)雜的控制策略。該拓?fù)渚哂薪Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔、控制方便、效率高以及成本低等優(yōu)點(diǎn)，非常適用于高降壓比、大功率輸出場(chǎng)合。本文首先介紹該拓?fù)涞幕竟ぷ髟?，并詳?xì)解釋均壓和均流的實(shí)現(xiàn)過(guò)程，最后搭建一臺(tái)輸入400～550V、輸出48V/24A的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對(duì)電路原理進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 基本工作原理

本文提出的組合式LLC諧振變換器拓?fù)淙鐖D2所示。上、下兩路LLC模塊組成ISOP結(jié)構(gòu)。其中，1、2為輸入電容；S1～S4為功率開(kāi)關(guān)管；r1、r2分別為上、下兩路諧振槽的諧振電容；r1、r2分別為兩個(gè)諧振支路的串聯(lián)諧振電感；兩路的變壓器參數(shù)一致，一次側(cè)勵(lì)磁電感為m，一次、二次繞組匝比為1∶2∶2；變壓器二次側(cè)采用二極管全波整流電路，VD1～VD4為整流二極管；o為輸出電容；L為負(fù)載電阻。飛跨電容3與限流電感l(wèi)im串聯(lián)組成飛跨電容支路，跨接在上、下兩路LLC模塊的開(kāi)關(guān)橋臂中點(diǎn)A1和A2之間。耦合電感couple的繞組匝比為1∶1，兩個(gè)繞組分別串入上、下兩路LLC模塊的諧振槽，諧振槽電流r1和r2的方向都為正時(shí)，流入到耦合電感的一對(duì)異名端中。

圖2 組合式LLC諧振變換器拓?fù)?/p>

變換器控制系統(tǒng)采用電壓?jiǎn)苇h(huán)結(jié)構(gòu)，通過(guò)變頻控制來(lái)調(diào)節(jié)電壓增益，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的?？刂葡到y(tǒng)省去了傳統(tǒng)均流控制所需的電流傳感器，并使用DSP實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制。開(kāi)關(guān)管S1與S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)一致，S2與S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)一致。S1（S3）與S2（S4）互補(bǔ)導(dǎo)通，占空比均為50%（忽略死區(qū)時(shí)間）。

在分析電路工作原理之前，首先做出下列假設(shè)：①輸出電容o足夠大，輸出電壓恒定；②輸入電容1、2足夠大，其電壓保持不變；③開(kāi)關(guān)管S1～S4參數(shù)相同；④忽略電路雜散參數(shù)（圖2中標(biāo)出的除外）。

飛跨電容和耦合電感的加入并不會(huì)改變LLC諧振變換器的基本工作原理。圖1中，以其中一組電容1對(duì)應(yīng)的LLC模塊為例分析其穩(wěn)態(tài)工作過(guò)程。直流輸入電壓經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)斬波變成方波電壓，輸入為由諧振電容r1、諧振電感r1和變壓器組成的諧振槽。LLC諧振變換器在工作時(shí)存在兩個(gè)諧振頻率點(diǎn)[22]：當(dāng)只有諧振電容r1和諧振電感r1參與諧振時(shí)，諧振頻率為r1；當(dāng)諧振電容r1、諧振電感r1和變壓器勵(lì)磁電感m均參與諧振時(shí)，諧振頻率為r2。r1和r2的表達(dá)式為

開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率s一般工作在r2＜s＜r1的范圍內(nèi)。在此范圍內(nèi)，開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)的等效負(fù)載表現(xiàn)為感性，半橋LLC諧振變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的相關(guān)波形如圖3所示，其中相關(guān)狀態(tài)量的正方向如圖1所示。電路具體工作過(guò)程如下。

（1）[0,1]：0時(shí)刻諧振槽電流r1方向?yàn)樨?fù)，流過(guò)S1的反并聯(lián)二極管VDS1，S1漏源間電壓ds1被鉗位到零，此時(shí)S1打開(kāi)，實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通（Zero Voltage Switch，ZVS）。電流r1減去勵(lì)磁電流m的部分差值耦合到二次側(cè)，變壓器一次電壓被輸出電壓鉗位，m線性上升。諧振槽只有r1和r1參與諧振，諧振頻率為r1。

圖3 半橋LLC諧振變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的相關(guān)波形

（2）[1,2]：1時(shí)刻r1=m，變壓器二次電流降低到零，二極管VD1自然關(guān)斷，負(fù)載能量由輸出電容o提供。變壓器一次電壓不再被輸出電壓鉗位，r1、r1和m均參與諧振，諧振頻率為r2。

（3）[2,3]：2時(shí)刻S1關(guān)斷，r1開(kāi)始向S1的并聯(lián)電容充電，同時(shí)為S2的并聯(lián)電容放電。充放電完成后，r1仍大于零，流過(guò)S2的反并聯(lián)二極管VDS2，S2漏源間電壓ds2被鉗位到零。3時(shí)刻S2打開(kāi)，實(shí)現(xiàn)ZVS。

（4）[3,4]：這個(gè)時(shí)間段內(nèi)的工作情況與[0,3]時(shí)間段類(lèi)似，此處不再贅述。

輸入電容2對(duì)應(yīng)的LLC模塊工作原理與上路相同。電路穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1（S2）與S3（S4）的開(kāi)關(guān)狀態(tài)一致。在沒(méi)有均壓和均流措施情況下，由于兩路LLC模塊的參數(shù)不可能完全相同，兩路的輸入電壓、諧振頻率、諧振槽電流以及二次側(cè)二極管整流電流等參數(shù)必然存在一定的差異，從而導(dǎo)致兩路模塊功率分配不平衡。這種不平衡導(dǎo)致某一模塊的開(kāi)關(guān)管、變壓器和整流二極管承受更大的電壓和電流應(yīng)力，對(duì)應(yīng)的損耗比另一路更為嚴(yán)重，從而降低變換器整體的效率和可靠性。

2 均壓均流特性和參數(shù)計(jì)算

2.1 飛跨電容均壓特性分析

如圖2所示，飛跨電容支路跨接在上、下兩路變換器的橋臂中點(diǎn)之間，在兩路LLC模塊參數(shù)不一致的情況下可以起到平衡兩路輸入電容電壓的功能。由于限流電感l(wèi)im值較小，為了便于分析，暫不考慮lim對(duì)電路穩(wěn)態(tài)工作過(guò)程的影響。當(dāng)S1和S3導(dǎo)通、S2和S4關(guān)斷時(shí)，3與上路輸入電容1并聯(lián)，兩者電壓相等。同樣，當(dāng)S2和S4導(dǎo)通、S1和S3關(guān)斷時(shí)，3與下路輸入電容2并聯(lián)，兩者電壓相等。以上兩種工作狀態(tài)對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)等效電路如圖4所示。如果兩路變換器分配功率不平衡，V1≠V2，3就會(huì)隨著開(kāi)關(guān)狀態(tài)的切換在1和2之間傳遞能量，使得V1和V2之間的差異變得非常小，最終使兩路LLC模塊的輸入電壓均為變換器整體輸入電壓in的一半。

由于輸入電容1和2的電壓不完全相同，在開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換時(shí)開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)中會(huì)流過(guò)幅值較高的尖峰電流，增加電容或開(kāi)關(guān)管被損壞的風(fēng)險(xiǎn)。為了抑制這個(gè)瞬時(shí)的電流尖峰，在飛跨電容支路上串聯(lián)電感量很小的限流電感l(wèi)im。在電路穩(wěn)定工作時(shí)，飛跨電容3、限流電感l(wèi)im、開(kāi)關(guān)管S1（S2）、S3（S4）和輸入電容1（2）構(gòu)成回路。由于1和2的容值比3大得多，可以認(rèn)為在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)1或2的電壓是不變的。

（a）S1和S3導(dǎo)通的情況 （b）S2和S4導(dǎo)通的情況

圖4 開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)工作狀態(tài)示意圖

Fig.4 Working modes of switching-capacitor network

相比文獻(xiàn)[16]提出的方案，本文中飛跨電容處理的功率大大減小，有利于減小變換器體積和損耗。

經(jīng)過(guò)飛跨電容的均壓作用，兩路LLC模塊的開(kāi)關(guān)管所承受的關(guān)斷電壓以及兩路的諧振電容電壓的直流分量都是一致的。

2.2 耦合電感均流特性分析

如圖2所示，耦合電感couple的兩邊繞組分別串入兩路LLC模塊的諧振槽，兩邊繞組匝比為1∶1。在不考慮耦合電感的勵(lì)磁電流的情況下，耦合電感可以看作是理想變壓器，由理想變壓器的原理可知兩個(gè)繞組電流pri和sec的關(guān)系為

式中，pri和sec的正方向流進(jìn)耦合電感的一對(duì)異名端。耦合電感通過(guò)兩邊繞組的磁路耦合作用達(dá)到均流效果。假設(shè)耦合電感兩個(gè)繞組的電感量均為m(couple)，耦合因數(shù)為1，則流過(guò)耦合電感的LLC模塊的諧振槽電流與耦合電感繞組電壓的關(guān)系為

式中，pri和sec分別為耦合電感兩邊繞組電壓，其正方向如圖2所示。在兩路LLC模塊參數(shù)完全一致的情況下，兩路諧振槽電流必然相等。由式（4）可知，此時(shí)耦合電感繞組兩端電壓為零，繞組相當(dāng)于導(dǎo)線，對(duì)變換器的工作沒(méi)有任何影響。在電路參數(shù)不一致的情況下，當(dāng)兩路諧振槽電流之差|r1-r2|發(fā)生變化時(shí)，耦合電感會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)來(lái)抑制這種變化，從而達(dá)到諧振槽電流均衡的效果，使得兩路的開(kāi)關(guān)管、變壓器和諧振元件都工作在同一電流水平。

由LLC諧振變換器工作原理可知，變壓器二次側(cè)電流i2為

式中，r為諧振槽電流；m為變壓器勵(lì)磁電流；1、2分別為變壓器的一次側(cè)、二次側(cè)匝數(shù)。變壓器勵(lì)磁電流m主要由輸出電壓和勵(lì)磁電感決定。ISOP結(jié)構(gòu)中兩路LLC模塊對(duì)應(yīng)同一個(gè)輸出電壓。勵(lì)磁電感值較大，不平衡度可以做到很小，可以認(rèn)為兩路模塊對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電流m相差很小。故由式（5）可知，在兩路模塊諧振槽電流自動(dòng)均流的情況下，變壓器的二次側(cè)電流也實(shí)現(xiàn)了均流，兩路的整流二極管工作在同一電流水平。

在耦合電感使得模塊間各器件電流參數(shù)基本一致的同時(shí)，整體電路仍保持傳統(tǒng)LLC諧振變換器的基本特性，包括一次側(cè)開(kāi)關(guān)管和二次側(cè)二極管的軟開(kāi)關(guān)特性。

由式（4）可知，在同樣的電流情況下，耦合電感的電感值越大，其繞組電壓就會(huì)越大，均流的效果也會(huì)越好。應(yīng)綜合考慮均流效果和變換器的體積，合理選擇耦合電感大小。在電路穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，兩路諧振槽電流之差|r1-r2|很小，耦合電感磁心磁通密度很低，磁心損耗非常小。在實(shí)際應(yīng)用中，耦合電感的耦合因數(shù)不可能做到1，需要考慮其漏感。在傳統(tǒng)LLC諧振變換器中，諧振電感r常常由變壓器漏感代替。圖2所示電路中，耦合電感的漏感也可以作為諧振電感r的一部分，有利于進(jìn)一步減小變壓器的體積和磁心損耗。而且耦合電感的漏感產(chǎn)生的磁場(chǎng)在同一個(gè)磁心中會(huì)有相互抵消的效果，因而進(jìn)一步減小了磁心損耗，提高了變換器的整體效率。

2.3 等效電路

由于本文所提出的組合式LLC諧振變換器電路保持了傳統(tǒng)LLC諧振變換器的基本工作原理，所以基頻分量近似法（Fundamental Harmonic Approxi- mation, FHA）[23]仍適用于該電路。其FHA等效電路如圖5所示，in1,ac和in2,ac分別為上、下兩路LLC模塊開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)輸出電壓交流基頻分量，r1,ac和r2,ac為諧振槽電流基頻分量。

圖5 組合式LLC諧振變換器FHA等效電路

等效電路中等效輸出電阻eq為

式中，為變壓器匝比，即=1/2。

根據(jù)上文分析，在飛跨電容良好的均壓作用下，可以認(rèn)為兩路LLC模塊的輸入電壓V1和V2均為變換器整體輸入電壓in的一半，且對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)相同，因此有

圖6 變形后的FHA等效電路

設(shè)耦合電感一次和二次繞組自感分別為1和2。由于耦合電感匝比為1∶1，則

設(shè)耦合因數(shù)為，則互感為

對(duì)耦合電感進(jìn)行去耦等效變換，得到電路的去耦等效電路，如圖7所示。

圖7 去耦等效電路

首先定義

當(dāng)1、2和比較大時(shí)，則

此時(shí)電流r1,ac與r2,ac的有效值之比k為

以上分析說(shuō)明，耦合電感使得等效電路中兩條支路的等效阻抗相對(duì)差距減小，兩路LLC模塊諧振槽電流接近相等，與上文的耦合電感均流特性分析相吻合。而均流效果主要與耦合電感值和耦合因數(shù)有關(guān)。如果發(fā)生占空比漂移的情況，只要兩路模塊對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)動(dòng)作保持一致，占空比漂移對(duì)耦合電感的均流效果影響不大。

諧振電容r1和r2上的電壓峰值可表示為

由式（14）、式（15）可知，當(dāng)r1,ac和r2,ac接近相等時(shí)，諧振電容的不一致會(huì)導(dǎo)致諧振電容電壓的交流分量不一致。

上路模塊的等效諧振電感r1(eq)可表示為

同理可得下路模塊的等效諧振電感r2(eq)為

如圖7所示，去耦等效電路的交流基波電壓增益ac為

2.4 飛跨電容支路參數(shù)設(shè)計(jì)

2.4.1 飛跨電容的選取

由變換器工作原理可知，在開(kāi)關(guān)管S1（S3）導(dǎo)通、S2（S4）關(guān)斷的半個(gè)周期內(nèi)，諧振槽電流r1和r2不相等會(huì)引起輸入電容1和2的充放電狀態(tài)不同。當(dāng)其中一個(gè)電容處于充電狀態(tài)時(shí)，另一個(gè)必然處于放電狀態(tài)，這是引起1和2電壓不均衡的直接原因。在這半個(gè)周期內(nèi)，由r1和r2不相等引起的某一個(gè)輸入電容的充電（或放電）電荷1表示為

式中，r1,AV、r2,AV分別為電流r1和r2基波分量的平均值，表達(dá)式為

在開(kāi)關(guān)管S2（S4）導(dǎo)通、S1（S3）關(guān)斷的半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，輸入電容與諧振槽之間無(wú)能量交換，r1和r2不會(huì)影響1和2的充放電。

設(shè)1和2的電壓分別為V1和V2，且在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)被認(rèn)為是不變的。不妨假定V1＞V2，并且忽略限流電感l(wèi)im的影響。當(dāng)S1（S3）導(dǎo)通時(shí)，電容1為3充電，v3由V2增大到V1；當(dāng)S2（S4）導(dǎo)通時(shí)，電容3為2充電，v3由V1減小到V2。以上兩個(gè)過(guò)程中電容3的充放電電荷相等，均為2，其表達(dá)式為

變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，1和2在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)充放電平衡，則有

限定兩路LLC模塊的輸入電壓和諧振槽電流的不平衡度滿(mǎn)足

式中，和分別為兩個(gè)模塊輸入電壓和諧振槽電流的不平衡度。聯(lián)立以上各式可得，3的容值應(yīng) 滿(mǎn)足

由以上分析可知，耦合電感的均流作用使得電荷1很小，只需容值很小的3就可以得到良好的均壓效果；而3的容值越大，均壓效果會(huì)越好。應(yīng)綜合考慮均壓效果和變換器體積，選取合適容值的飛跨電容。

2.4.2 限流電感的選取

變換器前級(jí)開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的等效電路如圖4所示?？紤]限流電感l(wèi)im的作用，飛跨電容支路的諧振頻率f3表達(dá)式為

如果經(jīng)過(guò)半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，則飛跨電容支路正好經(jīng)過(guò)整數(shù)個(gè)諧振周期T3，那么3的電壓v3在相鄰的兩次開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換時(shí)刻是相等的。這就意味著飛跨電容未能起到在兩個(gè)輸入電容之間傳遞電荷的作用，均壓能力變差。以f3=2s（輸入電壓500V）的情況為例，變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的相關(guān)仿真波形如圖8所示，v3在相鄰的兩次開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換時(shí)刻相差很小，而V1和V2相差較大，均壓效果不理想。所以限流電感l(wèi)im的取值應(yīng)該使f3盡量避開(kāi)開(kāi)關(guān)頻率s的偶數(shù)倍。

本文選取lim使f3滿(mǎn)足

式中，smin為開(kāi)關(guān)頻率s的最小值。在滿(mǎn)足式（27）的情況下，無(wú)論開(kāi)關(guān)頻率s在其工作范圍內(nèi)如何變化，都能夠避免出現(xiàn)飛跨電容支路在半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)諧振整數(shù)個(gè)周期的情況，從而確保均壓效果。

圖8 fC3=2fs情況下開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)仿真結(jié)果

3 實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證本文所提出的組合式LLC諧振變換器的工作原理及其均壓和均流效果，搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)

Tab.1 Parameters of prototype

3.1 無(wú)均壓均流措施實(shí)驗(yàn)

按照?qǐng)D1所示的ISOP結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器搭建電路，觀察兩路參數(shù)不一致的LLC模塊在沒(méi)有均壓和均流措施情況下的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況。通過(guò)不同的諧振電感值形成兩個(gè)模塊的實(shí)驗(yàn)，其中r1=11.9mH，r2=8.6mH。其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)見(jiàn)表1。

當(dāng)輸入電壓in=500V，輸出電流out=24A時(shí)，輸入電壓in、輸入電容電壓V1、V2的波形如圖9a所示。其中1=286V，2=214V，兩個(gè)LLC模塊的輸入電壓相差很大，這意味著兩個(gè)模塊的開(kāi)關(guān)管所承受的關(guān)斷電壓相差很大。諧振槽電流r1和r2波形如圖9b所示，峰值分別為9.6 A和8.9 A，而且可以看出兩個(gè)模塊的諧振頻率是不同的。

（a）輸入電壓Vin、輸入電容電壓VC1和VC2波形

（b）諧振槽電流ir1和ir2波形

圖9 無(wú)均壓和均流措施實(shí)驗(yàn)波形

Fig.9 Experiment waveforms without voltage and current balancing measures

3.2 自動(dòng)均壓均流實(shí)驗(yàn)

按照?qǐng)D2所示的組合式LLC諧振變換器搭建電路，觀察加入飛跨電容和耦合電感之后電路的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況。耦合電感couple的一次側(cè)和二次側(cè)分別串入上路和下路LLC模塊諧振槽，兩邊繞組的自感均為129mH，兩邊漏感均為8.6mH（與3.1節(jié)實(shí)驗(yàn)中的r2相等）。上路LLC模塊諧振槽額外串入3.3mH單電感（8.6+3.3=11.9mH，與3.1節(jié)實(shí)驗(yàn)中的r1相等）；取兩個(gè)模塊的輸入電壓、諧振槽電流的不平衡度指標(biāo)分別為=3%、=3%，根據(jù)前文分析取飛跨電容3=0.1mF，限流電感l(wèi)im=1.5mH；其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)見(jiàn)表1。

當(dāng)輸入電壓in=500V、輸出電流out=24 A時(shí)，輸入電壓in、輸入電容電壓V1、V2的波形如圖10所示。V1和V2均穩(wěn)定在in的一半，說(shuō)明飛跨電容起到了良好的均壓效果，兩路LLC模塊輸入電壓均衡。

圖10 輸入電壓Vin、輸入電容電壓VC1和VC2實(shí)驗(yàn)波形

電路穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，兩路LLC模塊諧振槽電流波形如圖11所示。諧振槽電流波形與第1節(jié)所分析的電路基本工作原理相吻合。r1與r2的波形在幅值、相位以及波形形狀等方面都基本保持一致，說(shuō)明耦合電感的均流效果良好。

圖11 諧振槽電流ir1和ir2實(shí)驗(yàn)波形

由圖12可知，在各開(kāi)關(guān)管（S1～S4）柵源間電壓gs上升沿到來(lái)之前，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管漏源間電壓ds已經(jīng)下降到零，說(shuō)明各開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS。

以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提出的組合式LLC諧振變換器拓?fù)浔３至藗鹘y(tǒng)LLC諧振變換器的軟開(kāi)關(guān)特性，同時(shí)具有良好的均壓和均流效果。

（a）開(kāi)關(guān)管S1 （b）開(kāi)關(guān)管S2

（c）開(kāi)關(guān)管S3 （d）開(kāi)關(guān)管S4

圖12 開(kāi)關(guān)管S1～S4的軟開(kāi)關(guān)波形

Fig.12 ZVS waveforms of switches S1～S4

4 結(jié)論

針對(duì)ISOP結(jié)構(gòu)組合式LLC諧振變換器各模塊之間電壓和電流不平衡問(wèn)題，本文提出一種具有良好自動(dòng)均壓和均流特性的組合式LLC諧振變換器拓?fù)?。以?xún)蓚€(gè)LLC模塊的組合式變換器為例，通過(guò)對(duì)其工作基本原理、均壓和均流特性以及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析，可得到如下結(jié)論：

1）飛跨電容隨著開(kāi)關(guān)狀態(tài)的轉(zhuǎn)換在所跨接的兩個(gè)模塊間傳遞能量，可以實(shí)現(xiàn)ISOP結(jié)構(gòu)中模塊輸入電壓的均衡控制。飛跨電容支路中限流電感的存在可以抑制開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換過(guò)程中流過(guò)飛跨電容的電流，降低所需飛跨電容的容值。

2）耦合電感使兩路LLC模塊的諧振槽電流接近相等，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)不同模塊的開(kāi)關(guān)管、諧振槽各元件以及二次側(cè)整流二極管的電流應(yīng)力均衡。

3）該拓?fù)渲袃山M對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管同時(shí)動(dòng)作，均壓和均流的實(shí)現(xiàn)無(wú)需復(fù)雜的控制算法和額外的有源元件，因此具有控制方便、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)。

該結(jié)構(gòu)具有良好的均壓和均流特性，因此可以使用開(kāi)關(guān)特性?xún)?yōu)異的低壓器件，采用模塊串聯(lián)組合實(shí)現(xiàn)高電壓輸入、大功率輸出應(yīng)用。

參考文獻(xiàn)：

[1] Hu Q C, Zane R. LED driver circuit with series- input-connected converter cells operating in continuous conduction mode[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3): 574-582.

[2] 徐劍鳴, 康龍?jiān)? 溫懋勤, 等. 電動(dòng)汽車(chē)復(fù)合能源系統(tǒng)設(shè)計(jì)[J]. 電力系統(tǒng)自動(dòng)化, 2012, 36(3): 60-64, 70.

Xu Jianming, Kang Longyun, Wen Maoqin, et al. Design of hybrid power system of electric vehicle[J]. Automation of Electric Power Systems, 2012, 36(3): 60-64, 70.

[3] 張純江, 董杰, 劉君, 等. 蓄電池與超級(jí)電容混合儲(chǔ)能系統(tǒng)的控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2014, 29(4): 334-340.

Zhang Chunjiang, Dong Jie, Liu Jun, et al. A control strategy for battery-ultracapacitor hybrid energy storage system[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2014, 29(4): 334-340.

[4] 陳騫, 鄭瓊林, 李艷. 航天用帶耦合電感的電流連續(xù)型推挽類(lèi)拓?fù)溲芯縖J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2014, 29(10): 1-11.

Chen Qian, Zheng Qionglin, Li Yan. Continuous current push-pull based topology with coupling inductor used in spacecraft[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(10): 1-11.

[5] Kim M. Two-phase interleaved LLC resonant conver- ter with phase shedding control[C]//IEEE Inter- national Power Electronics Conference (IPEC), Sapporo, Japan, 2010: 1642-1645.

[6] Kim B C, Park K B, Kim C E, et al. Load sharing characteristic of two-phase interleaved LLC resonant converter with parallel and series input structure[C]// IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), San Jose, USA, 2009: 750-753.

[7] Ayyanar R, Giri R, Mohan N. Active input-voltage and load-current sharing in input-series and output- parallel connected modular DC-DC converters using dynamic input-voltage reference scheme[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(6): 1462-1472.

[8] 陳杰, 刁利軍, 林文立, 等. 輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)全橋變換器的無(wú)電流傳感器均壓均流控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2012, 27(6): 126-130.

Chen Jie, Diao Lijun, Lin Wenli, et al. Voltage sharing and sensor-less current sharing control strategy of ISOP full-bridge converter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(6): 126-130.

[9] Yang B, Lee F C, Zhang A J, et al. LLC resonant converter for front end DC/DC conversion[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposi- tion, Dallas, USA, 2002: 1108-1112.

[10] 馬皓, 祁豐. 一種改進(jìn)的LLC變流器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)方法[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2008, 28(33): 6-11.

Ma Hao, Qi Feng. An improved design method for resonant tank parameters of LLC resonant conver- ter[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(33): 6-11.

[11] 金峰, 劉福鑫, 阮新波. 采用模塊化結(jié)構(gòu)的多相多電平LLC諧振變換器[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2015, 35(17): 4486-4493.

Jin Feng, Liu Fuxin, Ruan Xinbo. Multi-phase multi-level LLC resonant converter with modular structure[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(17): 4486-4493.

[12] 王正國(guó). DC/DC變換器并聯(lián)均流技術(shù)研究[D]. 成都: 西南交通大學(xué), 2007.

[13] Gu Y L, Lu Z Y, Hang L J, et al. Three-level LLC series resonant DC/DC converter[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2005, 20(4): 781-789.

[14] Jin K, Ruan X B. Hybrid full-bridge three-level LLC resonant converter——a novel DC-DC converter suitable for fuel-cell power system[J]. IEEE Transa- ctions on Industry Electronics, 2006, 53(5): 1492- 1503.

[15] 陳威, 呂征宇. 一種新穎的三電平全橋諧振型軟開(kāi)關(guān)DC/DC變流器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2008, 23(3): 52-59.

Chen Wei, Lü Zhengyu. A novel three level full bridge resonant DC/DC converter suitable for high power wide range input applications[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(3): 52-59.

[16] Luo Q J, Zong S, Luo H Z, et al. Performance analysis of input voltage auto-balanced LLC converter with resonant switched capacitor[C]//IEEE Asia Downunder (ECCE Asia), Melbourne, Australia, 2013: 1-5.

[17] 羅清璟, 楊賀雅, 顧云杰, 等. 具有自主均壓能力的混合型LLC 諧振變流器研究[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2015, 35(2): 451-457.

Luo Qingjing, Yang Heya, Gu Yunjie, et al. Hybrid LLC converter with input voltage auto-balance ability[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(2): 451-457.

[18] Yang G, Dubus P, Sadarnac D. Double-phase high- efficiency, wide load range high-voltage/low-voltage LLC DC/DC converter for electric/hybrid vehicles[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(4): 1876-1886.

[19] Ruan X B, Chen W, Cheng L L, et al. Control strategy for input-series–output-parallel converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(4): 1174-1185.

[20] Jang Y, Jovanovi? M M, Ruiz J M. A novel active- current-sharing method for interleaved resonant converters[C]//IEEE Applied Power Electronics Con- ference and Exposition (APEC), Charlotte, USA, 2015: 1461-1466.

[21] Jang J, Choi S, Choi B, et al. Average current mode control to improve current distributions in multi- module resonant DC-to-DC converters[C]//IEEE 8th International Conference on Power Electronics and ECCE Asia (ICPE & ECCE), Jeju, Korea, 2011: 2312-2319.

[22] Lazar J F, Martinelli R. Steady-state analysis of the LLC series resonant converter[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Anaheim, USA, 2001: 728-735.

[23] Thomas D. First harmonic approximation including design constraints[C]//Telecommunications Energy Conference, San Francisco, USA, 1998: 321-328.

A Combined LLC Resonant Converter with Voltage and Current Auto-Balance Capability

（School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

In this paper, a combined LLC resonant converter with voltage and current auto- balance capability is presented. Based on multi-phase LLC converter connected in input-series output-parallel (ISOP) structure, this converter can realize input voltage balance among modules by adding flying capacitor in switching-capacitor network, and reach current balance by adding coupled inductor in resonant tanks of LLC modules. The proposed topology has excellent performance of classical LLC converter in high efficiency, soft switching, and low EMI. Moreover, it is easily controllable and high reliable, which is suitable for high step-down conversion and high power output applications. Taken the topology with two modules as an example, the operation principle of the proposed topology is analyzed in detail. Finally, a prototype converter with 400～550V input and 48V/24A output has been built and tested, to verify the effectiveness of the proposed voltage and current auto-balance capability.

LLC resonant converter, input-series output-parallel, voltage and current auto-balance, flying capacitor, coupled inductor

TM464

郝瑞祥 男，1975年生，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

E-mail: haorx@bjtu.edu.cn

雷浩東 男，1993年生，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

E-mail: leihaodong@bjtu.edu.cn（通信作者）

2015-11-20 改稿日期 2015-12-16