李 凱 趙爭(zhēng)鳴 袁立強(qiáng)

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模塊化多電平變換器上、下橋臂不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制

李 凱 趙爭(zhēng)鳴 袁立強(qiáng)

（電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（清華大學(xué)） 北京 100084）

模塊化多電平變換器（MMC）以其模塊化、可擴(kuò)展和便于冗余容錯(cuò)設(shè)計(jì)等優(yōu)勢(shì)在高壓直流輸電等大功率場(chǎng)合得到了很多應(yīng)用。然而，采用大量電力電子元器件使可靠性成為制約MMC發(fā)展的主要因素，而通過(guò)設(shè)置備用子模塊進(jìn)而實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)運(yùn)行成為提高其可靠性的主要手段。針對(duì)含備用子模塊MMC發(fā)生子模塊故障導(dǎo)致上、下橋臂不對(duì)稱運(yùn)行的情況，本文通過(guò)理論分析表明，環(huán)流中不僅包含了偶次諧波成分，還包含了不對(duì)稱運(yùn)行產(chǎn)生的奇次諧波成分。據(jù)此，本文采用改進(jìn)的環(huán)流重復(fù)控制器，在實(shí)現(xiàn)MMC故障后容錯(cuò)運(yùn)行的同時(shí)，還實(shí)現(xiàn)了對(duì)環(huán)流各次諧波成分的有效抑制。所提出的環(huán)流重復(fù)控制器，不僅適用于上、下橋臂不對(duì)稱工況，也適用于對(duì)稱工況。因此，故障前后無(wú)需進(jìn)行控制器的切換，降低了容錯(cuò)控制的復(fù)雜度。本文通過(guò)搭建單相MMC硬件平臺(tái)，驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。

模塊化多電平變換器 子模塊故障 不對(duì)稱運(yùn)行 環(huán)流重復(fù)控制

0 引言

自從2001年德國(guó)Marquardt教授提出模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC）以來(lái)[1]，學(xué)術(shù)界對(duì)其進(jìn)行了大量的研究。與常規(guī)的中點(diǎn)鉗位式和飛跨電容等多電平變換器相比，MMC以其模塊化和可擴(kuò)展等優(yōu)勢(shì)在高壓大功率場(chǎng)合得到了越來(lái)越多的應(yīng)用[2]。目前，MMC在高壓直流輸電（HVDC）和柔性交流輸電系統(tǒng)（FACTS）中已經(jīng)得到了工業(yè)應(yīng)用。

MMC使用了大量的元器件，例如半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件和電容器等，而每個(gè)元器件都是潛在的故障因素，從而使可靠性成為應(yīng)用MMC的主要挑戰(zhàn)之一[3]。而MMC自身模塊化的特點(diǎn)，使其易于設(shè)置備用，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)運(yùn)行，這也是提高M(jìn)MC可靠性的主要手段。針對(duì)MMC可靠性問(wèn)題，現(xiàn)有文獻(xiàn)對(duì)MMC的子模塊備用策略和容錯(cuò)控制做出了很多研究。MMC設(shè)置備用子模塊的策略主要包括有冷備用[4]和熱備用[5-11]。冷備用策略指正常工作時(shí)備用子模塊不投入運(yùn)行，故障后啟動(dòng)備用子模塊替換失效子模塊。冷備用策略的控制較為復(fù)雜，而且故障后啟動(dòng)電容充電的過(guò)程，影響了暫態(tài)性能[6]。熱備用策略指冗余子模塊與其他子模塊一樣始終參與運(yùn)行，雖然該策略增加了系統(tǒng)損耗，但是可以實(shí)現(xiàn)故障后的無(wú)縫切換，而且提高了備用子模塊元器件的利用率。

熱備用策略切除故障子模塊的方案包括兩種，一種是對(duì)稱切除，即發(fā)生故障后，切除故障子模塊的同時(shí)旁路故障相另一橋臂與故障子模塊呈對(duì)稱位置的子模塊[8]；另一種是不對(duì)稱切除，即故障后只切除故障子模塊。對(duì)稱切除方案雖然保證了MMC故障后運(yùn)行的對(duì)稱性，但是降低了對(duì)備用子模塊的利用率。不對(duì)稱切除方案能夠充分利用正常子模塊，但是使故障后MMC上、下橋臂處于不對(duì)稱運(yùn)行的狀態(tài)，從而帶來(lái)基頻環(huán)流和直流電流波動(dòng)等問(wèn)題[6,9-11]。為此，文獻(xiàn)[6,10]提出了基于橋臂能量平衡的容錯(cuò)控制策略，通過(guò)改變故障后子模塊電容電壓，使得上、下橋臂的總能量維持平衡，從而有效地抑制了不對(duì)稱運(yùn)行引起的環(huán)流。但是，這種方法改變了故障橋臂子模塊平均電容電壓，故障后仍然存在電容充電的過(guò)渡過(guò)程。類似地，文獻(xiàn)[11]引入了基頻環(huán)流諧振控制，通過(guò)修正各橋臂投入導(dǎo)通的子模塊個(gè)數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)橋臂的能量平衡，進(jìn)而解決不對(duì)稱運(yùn)行的問(wèn)題，但是這種方法對(duì)高次的環(huán)流諧波并不能有效地抑制。

本文在對(duì)含熱備用子模塊MMC統(tǒng)一分析對(duì)稱和不對(duì)稱運(yùn)行的環(huán)流成分基礎(chǔ)之上，提出一種改進(jìn)的環(huán)流重復(fù)控制策略，在實(shí)現(xiàn)故障容錯(cuò)運(yùn)行的同時(shí)，還能對(duì)不對(duì)稱運(yùn)行各次環(huán)流諧波進(jìn)行有效地抑制。本文通過(guò)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。

1 含熱備用子模塊的MMC數(shù)學(xué)模型

以含熱備用子模塊的單相MMC為例來(lái)說(shuō)明其數(shù)學(xué)模型，如圖1所示，虛線框內(nèi)代表了每橋臂的冗余子模塊。MMC每橋臂包含有+個(gè)子模塊，其中為額定子模塊個(gè)數(shù)，為冗余子模塊個(gè)數(shù)。這里的子模塊可以為半橋子模塊或全橋子模塊。

（a）單相MMC

（b）半橋子模塊

（c）全橋子模塊

圖1 含熱備用子模塊的單相模塊化多電平變換器

Fig.1 Single-phase MMC with hot reserved SMs

在圖1所示的MMC中，輸出電流a、環(huán)流cira和上、下橋臂電流pa和na之間的關(guān)系為

在推導(dǎo)環(huán)流諧波成分之前，首先假定MMC的實(shí)際輸出電壓和輸出電流ao能完全跟蹤參考值，并且將兩者設(shè)定為

式中，為調(diào)制比；am為輸出電流的幅值； 為角頻率； 為輸出電流滯后輸出電壓角度。

根據(jù)圖1，經(jīng)過(guò)推導(dǎo)可得上、下橋臂電壓pa和na，即橋臂所有子模塊輸出電壓之和，與輸出電流和環(huán)流關(guān)系為

式中，arm為等效電阻，表征了橋臂損耗。在式（3）中，兩個(gè)等式左邊的電壓分量分別決定了環(huán)流和輸出電流的大小。通過(guò)控制這兩個(gè)電壓分量，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)MMC輸出電流和環(huán)流的控制。本文將式（3）左邊的電壓分量分別定義為環(huán)流電壓cira和輸出電動(dòng)勢(shì)a，即

2 環(huán)流電壓數(shù)學(xué)模型

本節(jié)對(duì)MMC上、下橋臂對(duì)稱和不對(duì)稱運(yùn)行情況下的環(huán)流統(tǒng)一進(jìn)行分析。由于MMC的環(huán)流電壓決定了環(huán)流中的諧波成分，本節(jié)首先對(duì)橋臂電流的成分做出假設(shè)，然后推導(dǎo)出子模塊充電電流、電容電壓波動(dòng)和橋臂電壓的表達(dá)式，最終建立環(huán)流電壓的數(shù)學(xué)模型。通過(guò)對(duì)環(huán)流電壓的分析，確定了環(huán)流中的諧波成分。

根據(jù)式（1），可將上、下橋臂電流分別設(shè)為

式中，da為環(huán)流中的直流分量，即輸入直流電流；zk為第次環(huán)流諧波分量。

由于MMC的損耗與實(shí)際輸出有功功率相比很小，則可認(rèn)為MMC的輸入和輸出有功功率是平衡的，從而可得輸出電流幅值與da的關(guān)系為

為了保證故障后的無(wú)縫切換，本文設(shè)定所有子模塊平均電容電壓始終為額定電壓，即VN=dc/。通過(guò)文獻(xiàn)[12]給出的三級(jí)電容電壓平衡策略——平均電容電壓控制、橋臂電容電壓平衡控制和單個(gè)電容電壓平衡控制，即可實(shí)現(xiàn)這一控制目標(biāo)。

含熱備用子模塊MMC實(shí)際運(yùn)行時(shí)，將上、下橋臂子模塊個(gè)數(shù)分別設(shè)為+Fp和+Fn，其中p和n代表了上、下橋臂中因故障已經(jīng)被切除的子模塊數(shù)，則p≤、n≤。而每個(gè)子模塊理論上是完全相同的，則采用直接調(diào)制[13]時(shí)，上、下橋臂每個(gè)子模塊的平均開(kāi)關(guān)方程為

根據(jù)式（5）的橋臂電流和式（7）的子模塊平均開(kāi)關(guān)方程，可得上、下橋臂子模塊電容的平均充電電流ipa和ina分別為

由式（8），則子模塊電容電壓波動(dòng)可表示為

又考慮到子模塊電容平均電壓一直維持在額定電壓dc/，則電容電壓的實(shí)時(shí)值可以推導(dǎo)出。進(jìn)而根據(jù)式（7）的子模塊平均開(kāi)關(guān)方程，可得上、下橋臂每個(gè)子模塊的輸出電壓smpa和smna為

則上、下橋臂輸出電壓分別為

將式（5）、式（8）～式（11）代入式（4），又根據(jù)式（2）和式（6）給出的輸出電流a和輸入直流電流da的表達(dá)式，則可推導(dǎo)出環(huán)流電壓cira的具體表達(dá)形式。為了簡(jiǎn)便表示上、下橋臂的不對(duì)稱性，定義變量1和2為

則環(huán)流電壓可以用四部分表示為

式中，cira_1、cira_2、cira_3和cira_4的表達(dá)式為

以下分對(duì)稱和不對(duì)稱運(yùn)行兩種情況，對(duì)式（14）中的四部分環(huán)流電壓成分進(jìn)行分析。

（1）首先分析上、下橋臂子模塊個(gè)數(shù)相同的情況，此時(shí)1=2，則cira_3和cira_4都為零。分析cira_1的成分和cira_2中的下劃線部分可知，環(huán)流電壓中包含2次諧波分量。而由cira_1可知，次環(huán)流諧波分量需要和二倍頻成分相乘，從而可得環(huán)流電壓中包含-2和+2次諧波分量。由此，環(huán)流電壓中的2次諧波分量會(huì)產(chǎn)生直流分量和4次諧波分量；進(jìn)一步地，4次諧波分量又會(huì)引出6次諧波分量。迭代下去可得，對(duì)稱運(yùn)行時(shí)環(huán)流電壓以及環(huán)流中包含2、4、6等各偶數(shù)次諧波分量。

（2）然后分析MMC上、下橋臂子模塊個(gè)數(shù)不相同的情況，此時(shí)1≠2，環(huán)流電壓中的四部分都不為零。由于備用子模塊數(shù)-p和-n與額定子模塊數(shù)相比較小，則1與2相差不大，1+2要比|12|大很多，所以cira_1和cira_2在環(huán)流電壓中仍然是主要成分。根據(jù)前述分析可得，環(huán)流電壓包含了偶次諧波分量以及2和+2次諧波分量。而對(duì)于cira_3，下劃線所示的二倍頻部分需要和一倍頻成分相乘，則產(chǎn)生了一倍頻和三倍頻諧波分量；而cira_4自身就包含了一倍頻分量；同時(shí)，在cira_3和cira_4中，次環(huán)流諧波分量需要和一倍頻成分相乘，從而可得環(huán)流電壓中包含了1和+1次諧波分量。綜合以上分析可知，當(dāng)1≠2時(shí)，不對(duì)稱運(yùn)行時(shí)環(huán)流電壓以及環(huán)流中不僅包含2、4、6等偶數(shù)次諧波分量，同時(shí)也包含1、3、5等奇數(shù)次諧波分量。

常規(guī)的環(huán)流控制器只能對(duì)二次或者偶數(shù)次諧波進(jìn)行抑制，對(duì)奇數(shù)次環(huán)流諧波并無(wú)作用。如果對(duì)這些奇數(shù)次環(huán)流諧波不加以控制，會(huì)引起直流側(cè)電流波動(dòng)，也會(huì)增加變換器損耗[10,11]。據(jù)此，本文對(duì)原有的環(huán)流重復(fù)控制器[14,15]進(jìn)行改進(jìn)，來(lái)統(tǒng)一抑制各次環(huán)流諧波。

3 不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制

重復(fù)控制是基于內(nèi)模原理的一種控制思想，可用于消除信號(hào)中的周期性畸變[14]。根據(jù)第2節(jié)的分析可知，不管是否對(duì)稱運(yùn)行，環(huán)流中的諧波頻率都為基頻的整數(shù)倍，則采用重復(fù)控制器可對(duì)環(huán)流各次諧波進(jìn)行有效抑制。

3.1 不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制器

針對(duì)MMC正常對(duì)稱運(yùn)行工況，文獻(xiàn)[14]將PI控制器與重復(fù)控制器（Repetitive Controller, RC）結(jié)合起來(lái)，用于對(duì)偶數(shù)次環(huán)流諧波的抑制。而文獻(xiàn)[15]指出RC自帶積分控制器的效果，為了解決PI控制器和RC在設(shè)計(jì)的沖突，采用了P+RC形式的環(huán)流控制器。本文針對(duì)MMC故障后的不對(duì)稱運(yùn)行工況，沿用P+RC的環(huán)流控制器結(jié)構(gòu)，如圖2所示。其中，1/(arm+arm)為根據(jù)式（3）得到的環(huán)流模型傳遞函數(shù)。

圖2 MMC不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制結(jié)構(gòu)

一般RC的連續(xù)域形式如圖3a所示，()是為保證穩(wěn)定性所設(shè)置的低通濾波器，()為補(bǔ)償器，e-sT是為周期延遲環(huán)節(jié)。圖3b為RC的離散域形式。

（a）連續(xù)域重復(fù)控制器

（b）離散域重復(fù)控制器

圖3 重復(fù)控制器一般結(jié)構(gòu)

Fig.3 General structure of the repetitive controller

由于重復(fù)控制算法一般是在DSP中實(shí)現(xiàn)，這里只考慮離散域RC的設(shè)計(jì)，給出低通濾波器、周期延遲環(huán)節(jié)和補(bǔ)償器的形式為

式中，()為零相移的滑動(dòng)平均濾波器[15]；RC為周期延遲的點(diǎn)數(shù)；sample為采樣頻率；0為工頻頻率；RC為補(bǔ)償器()的增益，超前環(huán)節(jié)L是為了補(bǔ)償實(shí)際DSP的計(jì)算延遲。由于不對(duì)稱運(yùn)行時(shí)環(huán)流最低次諧波為基頻諧波，此時(shí)的RC取為一個(gè)基頻周期內(nèi)的采樣點(diǎn)數(shù)。

圖4給出了所設(shè)計(jì)P+RC控制器的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖，可看出控制器在50Hz、100Hz、150Hz等各諧波頻率處都有很高的增益，即說(shuō)明該控制器對(duì)奇數(shù)次和偶數(shù)次環(huán)流諧波都有很好的抑制效果。

圖4 P+RC環(huán)流控制器開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖

3.2 MMC整體控制結(jié)構(gòu)

本文采用的MMC整體控制結(jié)構(gòu)如圖5所示，包括輸出電流控制、三級(jí)電容電壓平衡控制[12]、P+RC環(huán)流控制、子模塊參考波生成和載波移相調(diào)制等。

圖5 MMC整體控制結(jié)構(gòu)

圖5中，電容電壓的參考值始終設(shè)定為VN。最終上、下橋臂每個(gè)子模塊的參考波分別為

式中，arm_ref為橋臂電容電壓平衡控制分量；pi_ref、ni_ref為上、下橋臂各自電容電壓平衡控制分量。

當(dāng)發(fā)生子模塊故障時(shí)，通過(guò)故障檢測(cè)算法[16,17]檢測(cè)、定位并切除故障子模塊，同時(shí)更新p或者n，并且在平均電容電壓控制和橋臂電容電壓控制中將故障子模塊剔除，即可實(shí)現(xiàn)故障后的無(wú)縫切換，同時(shí)抑制各次環(huán)流諧波。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了檢驗(yàn)所提出的不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制策略，搭建了如圖6所示的MMC硬件平臺(tái)，參數(shù)見(jiàn)表1。硬件平臺(tái)采用TMS320F28335的DSP作為控制器，用來(lái)執(zhí)行控制算法和PWM信號(hào)的產(chǎn)生，同時(shí)采用型號(hào)為EP4CE15F17C8N的FPGA作為DSP控制器和各子模塊之間的接口。硬件平臺(tái)為采用全橋子模塊的單相MMC，所得結(jié)論可擴(kuò)展至采用半橋子模塊的或者三相MMC。

圖6 單相小功率MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表1 單相MMC小功率硬件平臺(tái)參數(shù)

Tab.1 Parameters of downscaled MMC prototype

設(shè)置MMC不對(duì)稱運(yùn)行工況為上橋臂4個(gè)、下橋臂6個(gè)子模塊同時(shí)運(yùn)行，當(dāng)采用原有用于正常對(duì)稱工況的環(huán)流重復(fù)控制器時(shí)[15]，MMC上、下橋臂電流和環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形，以及環(huán)流FFT分析如圖7所示。采用改進(jìn)環(huán)流重復(fù)控制器的結(jié)果如圖8所示。

通過(guò)比較圖7和圖8可知，對(duì)于不對(duì)稱運(yùn)行工況，原有重復(fù)控制器只能對(duì)2、4、6等偶數(shù)次環(huán)流諧波起到抑制作用，對(duì)1、3、5次環(huán)流諧波并無(wú)作用。而改進(jìn)的重復(fù)控制器能有效抑制MMC不對(duì)稱運(yùn)行引起的各次環(huán)流諧波，并且將環(huán)流THD從18.86%降低到9.47%。

（a）上、下橋臂電流和環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形

（b）環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形FFT分析

圖7 采用原有重復(fù)控制器的不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形

Fig.7 Circulating current waveforms under asymmetrical condition, with the traditional P+RC controller

（a）上、下橋臂電流和環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形

（b）環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形FFT分析

圖8 采用改進(jìn)重復(fù)控制器的不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形

Fig.8 Circulating current waveforms under asymmetrical condition, with the improved P+RC controller

為了驗(yàn)證所提控制策略的故障容錯(cuò)效果，設(shè)置故障情景模式為：=0時(shí)刻，MMC正常工作，上、下橋臂各6個(gè)模塊對(duì)稱運(yùn)行；=0時(shí)刻，上橋臂第三和第五兩個(gè)子模塊因故障被切除，上、下橋臂不對(duì)稱運(yùn)行。圖9展示了故障容錯(cuò)過(guò)程的實(shí)驗(yàn)波形。

（a）輸出電壓和輸出電流

（b）上、下橋臂電容電壓

（c）上、下橋臂電流和環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形

圖9 MMC故障容錯(cuò)過(guò)程的實(shí)驗(yàn)波形

Fig.9 Waveforms of the fault-tolerant operation

在圖9中，故障前、后的MMC輸出電壓和輸出電流實(shí)驗(yàn)波形基本相同，說(shuō)明不對(duì)稱運(yùn)行對(duì)輸出影響不大。故障之后，被切除的故障子模塊電容電壓vp3和vp5不再波動(dòng)，而其他正常子模塊的電容平均電壓仍維持在額定電壓VN。故障之后的橋臂電流和環(huán)流經(jīng)過(guò)短暫波動(dòng)之后，又基本恢復(fù)到故障前情況。這些實(shí)驗(yàn)結(jié)果說(shuō)明所提控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)故障后無(wú)縫切換，并且不對(duì)稱運(yùn)行時(shí)的環(huán)流諧波得到了有效抑制。

5 結(jié)論

針對(duì)含熱備用子模塊的模塊化多電平變換器發(fā)生結(jié)構(gòu)性不對(duì)稱故障時(shí)，即上、下橋臂子模塊數(shù)不一致的情況，本文通過(guò)建立環(huán)流電壓模型表明，環(huán)流中不僅含有2、4、6次等偶數(shù)次諧波，還含有1、3、5次等奇數(shù)次諧波。奇數(shù)次環(huán)流不僅增加了橋臂的器件損耗，還會(huì)對(duì)直流側(cè)帶來(lái)電流諧波。為此，本文提出改進(jìn)的環(huán)流重復(fù)控制器，以實(shí)現(xiàn)MMC故障后的無(wú)縫切換，并且對(duì)不對(duì)稱運(yùn)行引起的奇數(shù)次環(huán)流諧波進(jìn)行抑制。通過(guò)在單相MMC硬件平臺(tái)上的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了所提出的不對(duì)稱運(yùn)行環(huán)流重復(fù)控制策略的有效性。

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Repetitive Control of Circulating Current in MMC with Asymmetrical Operation of Upper and Lower Arms

（State Key Laboratory of Control and Simulation of Power Systems and Generation Equipments Tsinghua University Beijing 100084 China）

Due to the advantages of modularity, scalability and redundancy, modular multilevel converter (MMC) has been widely used in the high power applications such as HVDC transmission. However, the reliability becomes one of the most important challenges for MMC which is composed of a large number of power electronics components. To increase the reliability of MMC, the reserved sub-modules (SMs) are often utilized to realize the fault-tolerant operation. Considering MMC with the reserved SMs, the SM failures will cause the asymmetrical operation of the upper and the lower arms. Through detailed analysis in this paper, it can be concluded that there are not only even-order harmonics, but also odd-order harmonics in the circulating current under asymmetrical operation conditions. Accordingly, an improved repetitive controller of the circulating current is proposed in this paper, which guarantees not only the fault-tolerant operation of MMC, but also the suppression of all the harmonics in the circulating current. Whether MMC operates in the symmetrical or the asymmetrical condition, the repetitive controller can both work. Therefore, there is no need to switch controllers after the fault, which reduces the complexity of the fault-tolerant control. Experiments based on a downscaled single-phase MMC prototype have verified the effectiveness of the proposed control strategy.

Modular multilevel converter, sub-module failure, unsymmetrical operation, repetitive circulating current control

TM46

李 凱 男，1988年生，博士研究生，研究方向?yàn)槊嫦蚩煽啃缘哪K化多電平變換器的控制。

E-mail: kevinlee1988@126.com

趙爭(zhēng)鳴 男，1959年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榇笕萘侩娏﹄娮幼儞Q系統(tǒng)、光伏發(fā)電、電機(jī)控制等。

E-mail: zhaozm@tsinghua.edu.cn（通信作者）

2016-08-29 改稿日期 2016-09-18

國(guó)家自然科學(xué)基金重大項(xiàng)目資助（51490680、51490683）。