柳　向，王杰貴，方建華

（1.電子工程學(xué)院，合肥　230037；2.解放軍理工大學(xué)，南京　210007）

對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)的分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾研究*

柳向1，王杰貴1，方建華2

（1.電子工程學(xué)院，合肥230037；2.解放軍理工大學(xué)，南京210007）

摘要：針對(duì)現(xiàn)有基于DRFM的移頻干擾和分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾在對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)干擾時(shí)存在的不足問(wèn)題，提出了一種新的分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法。該干擾方法立足于干擾機(jī)天線收發(fā)分時(shí)體制，首先對(duì)接收到的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行均勻分段、重新排序與噪聲卷積后再進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)。該干擾方法產(chǎn)生的假目標(biāo)信號(hào)不僅能量大，覆蓋廣，而且假目標(biāo)幅度差異明顯，位置分布不均勻。最后的仿真結(jié)果驗(yàn)證了該方法的有效性。

關(guān)鍵詞：數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)，移頻干擾，脈沖分段，卷積調(diào)制

0　引言

隨著雷達(dá)技術(shù)的迅速發(fā)展，各種新體制雷達(dá)不斷出現(xiàn)，為了提高雷達(dá)的抗干擾性能，出現(xiàn)了以馬斯特（Master）雷達(dá)為代表的具有數(shù)據(jù)后處理抗干擾能力的雷達(dá)（以下簡(jiǎn)稱數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)）。數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)通過(guò)對(duì)接收到的干擾與目標(biāo)回波信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)的后續(xù)分析處理，找出干擾信號(hào)與真實(shí)目標(biāo)回波信號(hào)在幅度、時(shí)間、頻譜、極化、信號(hào)調(diào)制等一維或者多維特征差異，根據(jù)對(duì)干擾信號(hào)的感知結(jié)果，采取相應(yīng)的抗干擾措施，使最終進(jìn)行目標(biāo)檢測(cè)和參數(shù)測(cè)量時(shí)的信干比達(dá)到最大［1］。

數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)普遍采用相控陣體制，為了提高雷達(dá)作用距離和距離分辨率，增加抗干擾能力，數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)宜采用大時(shí)寬帶寬積信號(hào)，線性調(diào)頻信號(hào)是其最常使用的信號(hào)形式。為了對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)實(shí)施有效干擾，除了要保證干擾信號(hào)擁有足夠的干擾功率，還需要考慮干擾信號(hào)與目標(biāo)回波信號(hào)的相關(guān)性。

移頻干擾是針對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)的一種重要的欺騙性干擾手段，文獻(xiàn)［2］利用LFM波形匹配濾波器的群延遲特性，通過(guò)改變信號(hào)的頻率特性實(shí)現(xiàn)了前移干擾，當(dāng)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)采用脈間調(diào)頻斜率捷變或使用不同調(diào)頻斜率的頻率分集時(shí)，假目標(biāo)會(huì)發(fā)生距離跳變。文獻(xiàn)［3-7］所述方法均有此問(wèn)題。文獻(xiàn)［8］將LFM信號(hào)與其自身延遲信號(hào)相乘，將獲得的當(dāng)前脈沖線性時(shí)頻關(guān)系與頻率差，用于對(duì)LFM信號(hào)的移頻，所得到的干擾信號(hào)對(duì)頻率捷變和頻率分集具有自適應(yīng)性，但是該干擾方法只能產(chǎn)生單一移頻干擾，且延時(shí)Δ的計(jì)算其實(shí)是跟調(diào)頻斜率相關(guān)的。文獻(xiàn)［9］從數(shù)學(xué)原理闡述了間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾，并對(duì)其干擾效果進(jìn)行了分析，干擾可以產(chǎn)生由多個(gè)強(qiáng)度不同的假目標(biāo)組成的目標(biāo)群，同時(shí)能夠解決收發(fā)天線的隔離問(wèn)題，但在實(shí)現(xiàn)時(shí)需快速切換射頻收發(fā)開關(guān)，且形成的假目標(biāo)間隔比較均勻容易被雷達(dá)識(shí)別。文獻(xiàn)［10］利用DRFM對(duì)雷達(dá)全脈沖信號(hào)進(jìn)行均勻分段并重排轉(zhuǎn)發(fā)的相干多假目標(biāo)干擾方法，產(chǎn)生的假目標(biāo)輸出時(shí)延僅與轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)次序和原始雷達(dá)信號(hào)次序之差有關(guān)，可以用來(lái)對(duì)抗調(diào)頻斜率捷變或頻率分集的數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)，但是通過(guò)該方法產(chǎn)生的假目標(biāo)功率失配嚴(yán)重，而且假目標(biāo)的幅度大小一致，間隔相同，該特征可能會(huì)被數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)用來(lái)抗干擾。為此本文提出了分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾，即先對(duì)接收到的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行分段重排，與噪聲卷積后再進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)，仿真結(jié)果表明利用該方法產(chǎn)生的假目標(biāo)不僅能量大，覆蓋廣，而且假目標(biāo)幅度差異明顯，位置分布不均勻，很好地解決了移頻干擾和分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾存在的不足。

1　對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)的移頻干擾分析

設(shè)雷達(dá)發(fā)射的信號(hào)為s（t），目標(biāo)以速度v運(yùn)行，經(jīng)目標(biāo)反射后，雷達(dá)接收的動(dòng)目標(biāo)回波為sr（t）可以表示為：

式中，A為目標(biāo)回波幅度，f0是載波頻率，T為脈沖寬度，K是調(diào)制斜率，fd=2v/λ為目標(biāo)運(yùn)動(dòng)引起的多普勒頻移，Δt=2R/c為照射到距雷達(dá)R處目標(biāo)的回波延遲時(shí)間，c為光速，rect（t/T）為幅度是1的矩形信號(hào)。

干擾機(jī)對(duì)截獲的雷達(dá)信號(hào)移頻后轉(zhuǎn)發(fā)，雷達(dá)接收的移頻干擾信號(hào)可以表示為：

式中，B是干擾信號(hào)幅度，ζ是干擾信號(hào)移頻量。匹配濾波器響應(yīng)函數(shù)為：

式中，t0為白噪聲中已知信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器后輸出信噪比最大的時(shí)刻，它是由匹配濾波器物理可實(shí)現(xiàn)的條件決定的，c為常數(shù)，一般為了計(jì)算方便，選取t0=0，c=1?；夭ㄐ盘?hào)經(jīng)匹配濾波后，目標(biāo)輸出和干擾輸出分別為：

由式（5）、式（6）兩式可以看出，目標(biāo)回波壓縮最大峰值出現(xiàn)在時(shí)刻，而固定移頻干擾的脈沖壓縮最大峰值出現(xiàn)在處。ζ＞0時(shí)則主峰前移，當(dāng)ζ＜0主峰滯后。移頻干擾使雷達(dá)匹配濾波后輸出的單頻振蕩信號(hào)中心頻率發(fā)生ζ/2（頻移量的一半）的偏移，該特征只與干擾的移頻量有關(guān)，可以被數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)利用，識(shí)別出干擾信號(hào)。一方面根據(jù)測(cè)得的頻率偏移量ζ/2，就可計(jì)算出真假目標(biāo)的距離差，對(duì)假目標(biāo)距離信息進(jìn)行補(bǔ)償，就能得到真目標(biāo)的距離信息S；另一方面數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)調(diào)頻斜率改變時(shí)，假目標(biāo)中心頻率會(huì)發(fā)生跳變，以此識(shí)別出干擾信號(hào)的存在。

為了更好地對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)進(jìn)行干擾，在進(jìn)行移頻干擾時(shí)要注意弱化或隱藏移頻偏移特征［11］。一種方法是盡量減小移頻量ζ/2，使得雷達(dá)很難測(cè)出移頻量，但是對(duì)于自衛(wèi)干擾，如果ζ/2不夠大，假目標(biāo)會(huì)與真實(shí)目標(biāo)距離過(guò)近，失去干擾的意義；另一種比較好的方法是移頻量ζ/2能有一些變化，使雷達(dá)不能正確識(shí)別并利用此特征計(jì)算真假目標(biāo)的距離差。階梯波移頻、鋸齒波波移頻等改進(jìn)的移頻干擾實(shí)現(xiàn)了移頻干擾的特征弱化，但是形成假目標(biāo)時(shí)的失配較大，干擾功率利用不高［12］。

2　分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾原理及信號(hào)分析

2.1分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾原理

為了克服上面改進(jìn)的移頻干擾存在的不足問(wèn)題，提出了一種分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾。干擾具體產(chǎn)生方法原理為：干擾機(jī)在接收到雷達(dá)信號(hào)后，將存儲(chǔ)在DRFM的雷達(dá)線性調(diào)頻信號(hào)在時(shí)域分成N段等長(zhǎng)度的信號(hào)并依次排序，根據(jù)干擾需要按照新的排列順序轉(zhuǎn)發(fā)回雷達(dá)。

圖1　全脈沖分段存儲(chǔ)順序

圖2　分段倒序轉(zhuǎn)發(fā)原理圖

圖1是干擾機(jī)接收到雷達(dá)信號(hào)后，在DRFM中分段順序存儲(chǔ)的示意圖，當(dāng)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)次序同存儲(chǔ)次序相同時(shí)，即是基于DRFM的延時(shí)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，無(wú)法對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)起到很好的干擾效果，這種分段轉(zhuǎn)發(fā)情況應(yīng)當(dāng)排除掉。圖2是對(duì)存儲(chǔ)的信號(hào)進(jìn)行倒序轉(zhuǎn)發(fā)，除了這兩種情況外，從理論上講信號(hào)分段重排轉(zhuǎn)發(fā)次序應(yīng)該還有ANN-2種，但當(dāng)原始雷達(dá)信號(hào)中相鄰的兩段信號(hào)（i-1,i）被依次轉(zhuǎn)發(fā)（k-1,k）的情況下，假目標(biāo)會(huì)疊加，使得假目標(biāo)數(shù)目減少［10］。若定義最佳轉(zhuǎn)發(fā)次序?yàn)楫a(chǎn)生假目標(biāo)數(shù)目最多的次序，可以得到如下結(jié)論：轉(zhuǎn)發(fā)次序不存在序號(hào)連續(xù)的即是可產(chǎn)生數(shù)目和分段數(shù)一致的最佳轉(zhuǎn)發(fā)次序，結(jié)論可以從本文2.2節(jié)中分析得到，詳細(xì)介紹也可以參閱文獻(xiàn)［10］。本文選擇了最佳轉(zhuǎn)發(fā)次序中的分段倒序轉(zhuǎn)發(fā)的情形進(jìn)行重點(diǎn)分析，需要說(shuō)明的是，本文提出的干擾方法對(duì)于其他的轉(zhuǎn)發(fā)情況同樣是適用的。

2.2分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)模型及分析

式（1）中雷達(dá)的信號(hào)s（t）還可以用下式表示：

經(jīng)過(guò)均勻分段，原雷達(dá)分段信號(hào)中處于序號(hào)為i的信號(hào)，在轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)中序號(hào)為k，稱為第ki段分轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)可以表示為：

其頻譜

當(dāng)分段數(shù)N不大時(shí)有，根據(jù)Fresnel積分式（10）可化為：

從式（8）、式（9）可以看出分段后，干擾信號(hào)的脈寬和帶寬分別是原來(lái)信號(hào)的T/N和B/N倍，分段后的干擾信號(hào)仍舊保持了線性調(diào)頻信號(hào)的頻譜特性，如圖3、圖4所示。

圖3　目標(biāo)回波時(shí)頻圖

圖4　倒序轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)時(shí)頻圖

當(dāng)f0=0時(shí)，匹配濾波脈沖響應(yīng)變?yōu)椋?/p>

其對(duì)應(yīng)的頻率響應(yīng)為：

雷達(dá)信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波后的時(shí)域可表示為：

當(dāng)t≤T時(shí)，包絡(luò)近似為辛克（sinc）函數(shù)。

同樣的，分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波后的時(shí)域可表示為：

從式（16）可以看出虛假目標(biāo)出現(xiàn)在（k-i）T/N時(shí)刻，僅跟干擾信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)次序與原始雷達(dá)信號(hào)次序之差k-i有關(guān)，當(dāng)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)調(diào)頻斜率捷變或使用不同調(diào)頻斜率時(shí)，分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾生成的假目標(biāo)位置不會(huì)發(fā)生改變，所以該干擾方法能很好地應(yīng)對(duì)1.2節(jié)中數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)所采取的后處理方式，達(dá)到欺騙干擾效果。

3　分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法

分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾雖然可以很好地應(yīng)對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)的頻率捷變問(wèn)題，但是從式（6）、式（16）能夠看出經(jīng)過(guò)分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度要比移頻干擾假目標(biāo)幅度小很多，而且假目標(biāo)幅度一致，分布相對(duì)均勻，即使不是倒序轉(zhuǎn)發(fā)，假目標(biāo)分布間隔也是整數(shù)倍關(guān)系，該特征可能被數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)用來(lái)抗干擾。為構(gòu)造分布不均勻的假目標(biāo)干擾，擾亂數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)對(duì)真假目標(biāo)的識(shí)別，本節(jié)在分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾的基礎(chǔ)上提出分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾。該干擾方法立足于干擾機(jī)天線收發(fā)分時(shí)體制，首先對(duì)雷達(dá)發(fā)射的寬帶信號(hào)進(jìn)行低速率地采樣處理存儲(chǔ)在DRFM，分成N段等長(zhǎng)度的信號(hào)并依次排序，在按照事先設(shè)定的轉(zhuǎn)發(fā)次序進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)之前先與噪聲信號(hào)相卷積，可形成分布不均假目標(biāo)干擾。

下面給出分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法的推導(dǎo)過(guò)程。

轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)仍采用第ki段分轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)（t），噪聲信號(hào)為n（t），那么分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)（jt）可表示為：

雷達(dá)匹配濾波器h（t）=x*（-t），分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器的輸出可表示為：

時(shí)域卷積等同于頻域相乘，噪聲信號(hào)的頻譜為N（f），則分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器的頻譜為：

圖5是根據(jù)式（8）、式（11）、式（19）畫出的目標(biāo)和干擾信號(hào)的頻譜比較圖，其中信號(hào)脈寬T=100 us，帶寬B=10 MHz，分段數(shù)為4，參與卷積的噪聲時(shí)長(zhǎng)為8 us。從圖5（b）中能清楚看到每段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)占據(jù)全帶寬的1/4，由于BT=1 000，BT/N2=1 000/ 16=62.5?1，因此，每段轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)依然具有“矩形”形狀的幅度譜。從圖5（c）中能看出經(jīng)過(guò)噪聲卷積之后的分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)的“矩形”形狀的幅度譜遭到破壞，但是噪聲卷積后干擾信號(hào)與雷達(dá)匹配濾波器仍處在同一頻段，一方面保留了分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)的相干匹配等優(yōu)越特性，另一方面又充分利用了噪聲的能量，提高了干擾信號(hào)的幅度值，很好地解決了移頻干擾和分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾在對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)干擾時(shí)存在的不足。

圖5　目標(biāo)信號(hào)和干擾信號(hào)的頻譜比較

本文提出的分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法實(shí)現(xiàn)的原理框圖，如圖6所示。

圖6　分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法的原理框圖

從圖6能夠看出，數(shù)字射頻存儲(chǔ)（DRFM）技術(shù)是實(shí)現(xiàn)分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾的關(guān)鍵技術(shù)，本文提出的干擾技術(shù)立足于干擾機(jī)天線收發(fā)分時(shí)體制，首先對(duì)雷達(dá)發(fā)射的寬帶信號(hào)進(jìn)行低速率地采樣處理存儲(chǔ)在DRFM中，然后分成N段等長(zhǎng)度的信號(hào)并依次排序，在按照事先設(shè)定的轉(zhuǎn)發(fā)次序進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)之前先與噪聲信號(hào)相卷積，便可生成分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾。從原理圖中能看出，分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾只是在分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)之后增加了噪聲卷積調(diào)制，干擾實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，硬件負(fù)擔(dān)小。

4　仿真與分析

不同移頻干擾下目標(biāo)回波同假目標(biāo)的時(shí)間差只跟移頻量和調(diào)頻斜率有關(guān)，差值大小為ζ/K，為了便于仿真又不失一般性，仿真時(shí)不考慮回波的時(shí)間延遲。假設(shè)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)采用調(diào)制斜率捷變，信號(hào)脈寬T=100us，脈沖占空比p=0.1，因此，滿足轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)與來(lái)波信號(hào)在相同重復(fù)周期內(nèi)的要求，雷達(dá)前后脈沖的調(diào)制斜率分別為：K1=1×1011Hz/s，K2=2×1011Hz/s。下述仿真圖均是目標(biāo)信號(hào)與干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波的輸出，且幅度都經(jīng)過(guò)了歸一化處理。

仿真實(shí)驗(yàn)1：調(diào)制斜率捷變下，移頻干擾的干擾效果

為更好地說(shuō)明問(wèn)題試驗(yàn)中選擇了多移頻干擾作為對(duì)象，移頻值分別為［-4，-2，2，4］單位是MHz。

圖7　調(diào)頻斜率為K1時(shí)移頻干擾輸出

圖8　調(diào)頻斜率為K2時(shí)移頻干擾輸出

從圖7、圖8可以看出，當(dāng)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)前后脈沖調(diào)頻斜率捷變時(shí)，目標(biāo)回波位置不變，而假目標(biāo)在不同的調(diào)頻斜率中輸出時(shí)刻發(fā)生較大變化，同1.2節(jié)中分析一致，而且隨著移頻量的增大，干擾的功率越小。

仿真實(shí)驗(yàn)2：調(diào)制斜率捷變下，分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾的干擾效果

試驗(yàn)中分段數(shù)N=10，調(diào)頻信號(hào)是大時(shí)寬信號(hào)，經(jīng)過(guò)分段轉(zhuǎn)發(fā)后，產(chǎn)生的假目標(biāo)間隔一般能達(dá)到雷達(dá)距離分辨率，因?yàn)榉侄无D(zhuǎn)發(fā)干擾功率較小，仿真干信比JSR=21 dB。

圖9　K1時(shí)分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾輸出

圖10　K2時(shí)分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾輸出

從圖9、圖10可以看出分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)位置恒定，假目標(biāo)在調(diào)頻斜率為K1和K2時(shí)對(duì)應(yīng)的輸出時(shí)刻不發(fā)生變化，能對(duì)頻率捷變的數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)起到很好的干擾效果。從式（6）、式（16）以及仿真實(shí)驗(yàn)中能夠看出，信號(hào)被截短重排后轉(zhuǎn)發(fā)，干擾功率失配嚴(yán)重，在干信比JSR=21 dB時(shí)才能產(chǎn)生與目標(biāo)回波幅度相當(dāng)?shù)募倌繕?biāo)，而且產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度一致，間隔相同，即使不是倒序轉(zhuǎn)發(fā)，其他轉(zhuǎn)發(fā)方式產(chǎn)生的假目標(biāo)間隔也是整數(shù)倍關(guān)系，同2.2節(jié)理論分析一致。

仿真實(shí)驗(yàn)3：調(diào)制斜率捷變下，分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾的干擾效果

選取均值為0，時(shí)長(zhǎng)為10 us的高斯白噪聲作為卷積視頻信號(hào)，信干比JSR=0 dB。

圖11　K1時(shí)分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾輸出

圖12　K2時(shí)分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾輸出

從圖11、圖12可以看出分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾功率利用率高，干擾信號(hào)幅度明顯提高，在干信比為0 dB便能產(chǎn)生與目標(biāo)回波幅度相當(dāng)?shù)募倌繕?biāo)，除此之外，分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)標(biāo)幅度差異明顯，位置也不再均勻固定，很好地解決了分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾存在的不足。

5　結(jié)論

本文從移頻干擾的干擾原理著手，經(jīng)過(guò)公式推導(dǎo)，說(shuō)明了移頻干擾在對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)進(jìn)行干擾時(shí)存在不足。分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾對(duì)移頻干擾進(jìn)行了改進(jìn)，可以認(rèn)為是一種頻移特征消隱干擾，但是分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾功率失配嚴(yán)重，相同條件下，產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度要比移頻干擾假目標(biāo)幅度小很多，而且分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)的幅度一致，間隔相同，該特征可能會(huì)被數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)用來(lái)抗干擾。

為此在分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾的基礎(chǔ)上本文提出了分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾，根據(jù)仿真分析可以看出，相對(duì)于分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾來(lái)講，該干擾方法一方面提高了假目標(biāo)的幅度，而且產(chǎn)生的干擾覆蓋域更廣，具有壓制性干擾效果，干擾功率利用率更高；另一方面分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾只是在分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)之后增加了噪聲卷積調(diào)制，干擾實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，硬件負(fù)擔(dān)小，而且

分段卷積轉(zhuǎn)發(fā)干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度差異明顯，位置也不再均勻固定，很好地解決了移頻干擾和分段轉(zhuǎn)發(fā)干擾存在的不足。

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中圖分類號(hào)：TN973

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào)：1002-0640（2016）04-0015-05

收稿日期：2015-03-11修回日期：2015-04-27

*基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（60801044）

作者簡(jiǎn)介：柳向（1989-），男，河南商丘人，碩士研究生。研究方向：雷達(dá)及雷達(dá)對(duì)抗理論與技術(shù)。

Research on Technologies for Pulse Partition Convolution Repeater Jamming Against Data Post-processing Radar

LIU Xiang1，WANG Jie-gui1，F(xiàn)ANG Jian-hua2
（1.Electronic Engineering Institute，Hefei 230037，China；2.PLA University of Science and Technology，Nanjing210007，China）

Abstract：As the existing frequency-shifting jamming and pulse partition repeater jamming based on DRFM are no longer effective in against data post-processing radar，a new pulse partition convolution repeater jamming is proposed in this paper.The jamming technique is established in jammer T-R separate antenna system，F(xiàn)irstly the received radar pulses are evenly separate，then the pulses in a rearranged order are retransmitted，after they convolved with noise signal.This new method can generate macro-energy and broad coverage false targets，in addition，false targets have obvious difference in amplitude，and asymmetrical location.Finally，the simulation results prove the validity of the new jamming method.

Key words：data post-processing radar，frequency-shifting jamming，pulse separation，convolution modulation