陳桂鵬 鄧 焰 董 潔 崔文峰 何湘寧

(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027)

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基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

陳桂鵬 鄧 焰 董 潔 崔文峰 何湘寧

(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027)

首先詳細(xì)分析基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理和特性，與傳統(tǒng)Boost電路相比，該變換器具有開關(guān)管和二極管電氣應(yīng)力低、零電壓開關(guān)以及輸入輸出電流均連續(xù)等優(yōu)點(diǎn)；其次，對變換器建立小信號模型，由于不存在右半平面零點(diǎn)，因此避免了Boost電路動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢的缺點(diǎn)；最后，通過1.6 kW的原理樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的可靠性。

串聯(lián) 升壓 部分功率 移相全橋

0 引言

隨著環(huán)境問題的日益加劇和傳統(tǒng)能源的短缺，電動(dòng)汽車的研發(fā)和應(yīng)用得到了迅猛發(fā)展[1]。作為電動(dòng)汽車的重要方向之一，純電動(dòng)汽車因其節(jié)能、零排放無污染等突出優(yōu)點(diǎn)而備受關(guān)注。為提高電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的性能，需為其提供穩(wěn)定的直流輸入高壓[2，3]。在非隔離DC-DC變換器中，Boost電路因其結(jié)構(gòu)簡單、輸入電流紋波小以及具有輸入電壓調(diào)節(jié)范圍寬等諸多優(yōu)點(diǎn)，可用于蓄電池與電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)之間實(shí)現(xiàn)升壓。然而，在Boost電路中，開關(guān)管的硬開關(guān)工作以及開關(guān)管和二極管的高電壓應(yīng)力不僅嚴(yán)重影響電路效率，而且增加了系統(tǒng)成本。同時(shí)，在電流連續(xù)模式下，由于其控制-輸出電壓傳遞函數(shù)存在右半平面零點(diǎn)，因此電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。針對上述問題，文獻(xiàn)[4-8]通過添加輔助電路，實(shí)現(xiàn)了Boost電路的軟開關(guān)，減小了開關(guān)損耗。文獻(xiàn)[9，10]利用多電平技術(shù)不僅降低了開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力，而且減小了濾波電感尺寸。但額外增加的器件不僅增加了系統(tǒng)的成本、體積和控制復(fù)雜度，而且系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能也未得到改善。文獻(xiàn)[11-13]通過交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)提高了系統(tǒng)容量，并有效減小了輸入和輸出電流紋波。然而，開關(guān)管的硬開關(guān)和高電壓應(yīng)力問題并未得到解決，同時(shí)還需考慮并聯(lián)均流問題。

串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器如圖1所示，DC-DC電路的輸出與系統(tǒng)的輸入串聯(lián)實(shí)現(xiàn)了升壓輸出。與傳統(tǒng)DC-DC電路處理所有功率不同，由于系統(tǒng)輸入直接傳遞一部分功率到負(fù)載，DC-DC電路實(shí)際僅提供系統(tǒng)的輸出電壓和輸入電壓之差，因此只需處理部分系統(tǒng)功率[14-16]?；谝葡嗳珮虻拇?lián)升壓式部分功率DC-DC變換器如圖2所示，移相全橋電路的輸入電壓為系統(tǒng)的輸入電壓，而輸出電壓為系統(tǒng)的輸出電壓和輸入電壓之差。該DC-DC變換器不僅保持了移相全橋電路中開關(guān)管電壓應(yīng)力低和軟開關(guān)工作等優(yōu)點(diǎn)[17]，而且輸入輸出電流均連續(xù)，輸出濾波電感小。

圖1 串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

圖2 基于全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

本文詳細(xì)分析了基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性，并與傳統(tǒng)Boost電路進(jìn)行比較。同時(shí)，對該串聯(lián)升壓式部分功率變換器建立了小信號模型，它與傳統(tǒng)移相全橋的小信號模型相似，因此具有良好的動(dòng)態(tài)性能。最后，通過1.6 kW的原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了變換器在非隔離應(yīng)用中的良好特性。

1 工作原理

基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率變換器如圖2所示，變壓器的一次側(cè)包含4個(gè)開關(guān)管S1～S4，二次側(cè)輸出經(jīng)過VD1～VD4組成的全橋整流后，再經(jīng)過輸出電感L和輸出電容C濾波，最后與變換器輸入V1串聯(lián)，為負(fù)載R提供穩(wěn)定直流輸出電壓V2。其中，變壓器的漏感為Lr，一、二次側(cè)匝比為n∶1，CS1～CS4分別為開關(guān)管S1～S4的寄生電容。

其工作原理與傳統(tǒng)移相全橋相似，因此僅作簡單介紹。分析工作原理前，作如下假設(shè)：①所有開關(guān)管、二極管、變壓器、電感和電容為理想器件；②開關(guān)管的寄生電容CS1=CS2=CS3=CS4=CS。主要工作波形如圖3所示，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)共有10個(gè)工作階段[t0～t10]。由于電路的對稱性，僅分析了5個(gè)工作階段[t0～t5]，每個(gè)階段的等效電路如圖4所示。

圖3 主要工作波形

圖4 變換器各階段的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of each stage

階段1[t0～t1]：t0時(shí)，開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，二極管VD1和VD3導(dǎo)通。在本階段

(1)

(2)

式中：ip(t)為變壓器一次電流；iin1(t)為移相全橋電路的輸入電流；iin(t)為系統(tǒng)的輸入電流；Io為負(fù)載輸出電流。

階段2[t1～t2]：t1時(shí)，開關(guān)管S1關(guān)斷，漏感Lr和等效輸出濾波電感n2L串聯(lián)后與CS1和CS2諧振。由于輸出濾波電感較大，因此在本階段，一次電流ip(t)可認(rèn)為近似不變。

ip(t)≈ip(t1)

(3)

iin(t)=Io+0.5ip(t)≈Io+0.5ip(t1)

(4)

階段3[t2～t3]：t2時(shí)，開關(guān)管S2寄生電容的電壓下降到0，在本階段開通S2，則實(shí)現(xiàn)了S2的零電壓開通。由于S2和S3共同導(dǎo)通，漏感被短路，一次電流近似保持不變。

ip(t)≈ip(t2)

(5)

iin(t)=Io

(6)

階段4[t3～t4]：t3時(shí)，開關(guān)管S3關(guān)斷，漏感Lr與CS3和CS4諧振，由于漏感電流下降，因此二極管VD2和VD4也導(dǎo)通。

ip(t)=ip(t3)cosωr(t-t3)

(7)

iin(t)=Io-0.5ip(t)=Io-0.5ip(t3)cosωr(t-t3)

(8)

階段5[t4～t5]：t4時(shí)，開關(guān)管S4寄生電容的電壓下降到0，在本階段開通S4，則S4實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

(9)

(10)

2 變換器特性

由于將降壓移相全橋電路的輸出與系統(tǒng)的輸入串聯(lián)以實(shí)現(xiàn)升壓輸出，因此變換器保留了移相全橋的優(yōu)點(diǎn)，而且避免了傳統(tǒng)Boost電路的缺點(diǎn)，同時(shí)串聯(lián)結(jié)構(gòu)還引入了新的良好特性。本節(jié)詳細(xì)分析了其特性，并與Boost電路進(jìn)行比較。

2.1 電壓增益

根據(jù)串聯(lián)結(jié)構(gòu)可知，系統(tǒng)的輸出為移相全橋的輸出和系統(tǒng)輸入之和，即

(11)

考慮二次側(cè)占空比丟失時(shí)，式(12)給出有效占空比Deff與占空比D的關(guān)系。

(12)

式中：Dloss為占空比丟失；fs為開關(guān)頻率，Hz。

2.2 部分功率變換和效率

由于系統(tǒng)的輸入與輸出串聯(lián)，部分功率由源直接向負(fù)載提供，因此移相全橋的輸出功率Pcon僅為系統(tǒng)額定功率Po的一部分，如式(13)所示。系統(tǒng)的輸入輸出電壓越接近，移相全橋的實(shí)際輸出功率越小。當(dāng)變換器的輸入輸出電壓相等時(shí)，全橋電路停止工作，全部功率由源直接向負(fù)載傳遞。

(13)

假設(shè)移相全橋電路的效率為ηcon，由于輸入直接向負(fù)載傳遞能量的效率可近似為1，因此根據(jù)串聯(lián)結(jié)構(gòu)計(jì)算得變換器的效率ηsys為

(14)

2.3 軟開關(guān)分析

由變換器的工作原理分析可知，變換器的軟開關(guān)條件與移相全橋的一致，超前臂開關(guān)管利用輸出電感和漏感能量對開關(guān)管寄生電容放電，易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；而滯后臂開關(guān)管的寄生電容只利用漏感能量放電，因此需滿足式(15)。

(15)

2.4 開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力

式(16)和式(17)分別給出開關(guān)管和二極管的關(guān)斷電壓，由于開關(guān)管被輸入電壓鉗位，因此其電壓應(yīng)力較低。根據(jù)式(11)推導(dǎo)得變壓器的匝比如式(18)所示，當(dāng)V1，min>0.5V2，并忽略占空比丟失時(shí)n>1，則二極管的關(guān)斷電壓小于系統(tǒng)輸入電壓，電壓應(yīng)力低。

Vds=V1

(16)

(17)

(18)

2.5 濾波電感

(19)

(20)

(21)

圖5 電感量比較

2.6 與傳統(tǒng)Boost電路特性比較

表1為變換器和傳統(tǒng)Boost電路的特性比較，變換器的開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力較低，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，有效減小了損耗；輸入輸出電流均連續(xù)，濾波器件尺寸小。值得注意的是，雖然Boost電路不需要變壓器，但其對電感要求較大。

表1 與傳統(tǒng)Boost電路特性比較

3 小信號模型

圖6 變換器的小信號模型

3.1 控制-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvd(s)

(22)

3.2 輸入電壓-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvg(s)

(23)

3.3 開環(huán)輸出阻抗Zo(s)

(24)

根據(jù)第4節(jié)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)，分別給出3個(gè)傳遞函數(shù)的bode圖，如圖7所示。結(jié)合式(22)和式(24)可知，控制-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvd(s)和開環(huán)輸出阻抗Zo(s)與對應(yīng)的移相全橋電路的傳遞函數(shù)完全一致，因此變換器的控制參數(shù)設(shè)計(jì)與傳統(tǒng)全橋電路的相同。由于系統(tǒng)輸入與輸出串聯(lián)，因此輸入電壓到輸出電壓的傳遞函數(shù)與相應(yīng)的移相全橋電路略有不同，如式(23)所示。由于系統(tǒng)的傳遞函數(shù)不存在右半平面零點(diǎn)，因此變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，動(dòng)態(tài)性能良好。

圖7 變換器傳遞函數(shù)的bode圖

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由式(13)可得，當(dāng)輸入電壓為280V時(shí)，移相全橋電路的最大實(shí)際輸出功率僅為30%的系統(tǒng)額定功率，因此移相全橋電路的成本低體積小。

圖8為輸入電壓為280V時(shí)，開關(guān)管S1和S3的驅(qū)動(dòng)電壓vgs、漏-源極電壓vds以及漏-源電流ids的實(shí)驗(yàn)波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，開關(guān)管S1和S3在門極導(dǎo)通之前，電壓vds已下降到0，電流換流到其反并二極管。因此，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，減小了開關(guān)損耗。同時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷電壓等于輸入電壓，開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低。由于低電壓應(yīng)力的開關(guān)管導(dǎo)通電阻小，因此導(dǎo)通損耗也減小了。

圖8 開關(guān)管的軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形

變壓器一次電壓vab、二次電壓vs和一次電流ip波形如圖9所示，變換器的工作波形與理論分析一致。由于二次側(cè)二極管的寄生電容會(huì)和漏感諧振，因此加入RCD鉗位電路抑制其關(guān)斷電壓尖峰。由圖10可知，二次側(cè)二極管的最大關(guān)斷電壓為197 V，穩(wěn)態(tài)時(shí)關(guān)斷電壓為155 V，因此二極管的電壓應(yīng)力低。

圖11為系統(tǒng)輸入電流iin、移相全橋輸入電流iin1和輸出電感電流iL的波形。由于系統(tǒng)輸入電流iin為移相全橋輸入電流iin1和負(fù)載電流Io之和，因此輸入電流連續(xù)。同時(shí)，輸出電感電流也為連續(xù)，減小了對濾波器的要求。

圖9 變壓器一次電壓、二次電壓和一次電流實(shí)驗(yàn)波形

圖10 變壓器二次電壓和二極管電壓

圖11 系統(tǒng)輸入、移相全橋輸入和輸出電感電流

圖12為輸入電壓分別為280 V和320 V時(shí)，負(fù)載突變時(shí)輸出電壓和電流的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，由于變換器的傳遞函數(shù)不存在右半平面零點(diǎn)，因此其動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

不同輸入電壓下，變換器與Boost電路的效率測量結(jié)果如圖13所示。由于大部分功率由源直接向負(fù)載傳遞，變換器中的移相全橋電路僅處理小部分功率，而且其開關(guān)管和二極管不僅電壓應(yīng)力低，開關(guān)管還實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，因此變換器的效率高。在輕載下，全橋電路滯后臂開關(guān)管無法軟開關(guān)，效率降低。但在變換器中因?yàn)閮H部分功率由全橋傳遞到輸出，因此變換器即使在輕載下效率也較高，保證了其在寬負(fù)載變化范圍的高效率。值得注意的是，雖然在輸入電壓為280 V時(shí)，經(jīng)全橋電路傳遞的能量多于320 V輸入電壓，但由于全橋電路此時(shí)效率較高，因此變換器的效率較高。

圖12 負(fù)載突變時(shí)輸出電壓和輸出電流實(shí)驗(yàn)波形

圖13 效率比較

5 結(jié)論

本文研究了基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理，詳細(xì)分析了其特性，并建立了小信號模型，最后實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其如下優(yōu)點(diǎn)：

1)開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力低，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，效率高。

2)輸入輸出電流連續(xù)，輸出濾波電感小。

3)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，動(dòng)態(tài)性能良好。

4)全橋電路處理的功率小，成本低。

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Series-connected Step-up Partial Power Processing DC-DC Topology Based on Phase-shifted Full-bridge Converter

ChenGuipengDengYanDongJieCuiWenfengHeXiangning

(College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China)

The operation principles and characteristics of series-connected step-up partial power processing DC-DC topology are analyzed in detail. Compared to the conventional Boost converter，zero-voltage-switching (ZVS)，lower voltage stress of the switches and diodes，and continuous input/output currents are achieved. Moreover，the small-signal model is derived to show the better dynamic performance because it avoids the right-half-plane zero effect of the Boost converter. Finally，a 1.6 kW prototype circuit is built to validate the performance.

Series-connected，step-up，partial power processing，phase-shifted full-bridge

國家自然科學(xué)基金(51377144)資助項(xiàng)目。

2014-12-26 改稿日期2015-08-02

TM315

陳桂鵬 男，1990年生，博士研究生，研究方向?yàn)镈C-DC變換器。(通信作者)

鄧 焰 男，1973年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)镈C-DC變換器、微電網(wǎng)系統(tǒng)控制及建模等。