孫禹，詹亞鋒，陸宇穎，姚建銓，

（1.清華大學(xué)航天航空學(xué)院，北京100084；2.天津大學(xué)精密儀器與光電子工程學(xué)院，天津300072）

超高速太赫茲通信系統(tǒng)中調(diào)制方式的探討

孫禹1，詹亞鋒1，陸宇穎2，姚建銓1，2

（1.清華大學(xué)航天航空學(xué)院，北京100084；2.天津大學(xué)精密儀器與光電子工程學(xué)院，天津300072）

針對傳輸速率為10 Gb/s太赫茲通信系統(tǒng)，給出了調(diào)制方式優(yōu)選方案。首先詳細介紹毫米波、自由空間激光通信中常用調(diào)制方式的特性，包括功率有效性、頻帶利用率、實現(xiàn)復(fù)雜度和峰均比；接著介紹太赫茲通信目前采用的調(diào)制方式，然后重點討論在具體實現(xiàn)時，相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率、功率放大器非線性對調(diào)制方式選取的影響；最后在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上結(jié)合具體器件參數(shù)，考慮相位噪聲和功放非線性因素，對優(yōu)選調(diào)制方式誤碼率性能進行仿真。

太赫茲通信；調(diào)制方式；鏈路預(yù)算；相位噪聲；非線性功率放大器

0 引言

隨著信息技術(shù)的發(fā)展以及空天技術(shù)的進步，人們對信息量的需求越來越大，無線通信業(yè)務(wù)包括移動互聯(lián)網(wǎng)、衛(wèi)星數(shù)據(jù)傳輸?shù)榷紝π畔⑺俾侍岢隽嗽絹碓礁叩囊?。?jù)估計，在2020年左右，無線通信對信息速率需求將達到[1]100 Gb/s。根據(jù)通信頻段不同，無線通信可分為微波通信、太赫茲波（Terahertz，THz）通信以及自由空間激光通信等幾類。受物理帶寬限制，微波中的毫米波頻段最大可用帶寬為7 GHz（在60 GHz附近），需采用頻譜效率高于14 b/s/Hz的通信體制來滿足未來對100 Gb/s信息速率的需求，這給通信體制設(shè)計與實現(xiàn)帶來極大挑戰(zhàn)[2]。在100 GHz及以上的THz頻段，擁有高達數(shù)十GHz的可用帶寬，只需采用帶寬效率適中的通信體制就可提供數(shù)Gb/s到100 Gb/s甚至更高的信息傳輸速率，這是目前毫米波通信所無法達到的。而相對于自由空間激光通信，THz波在傳播過程中受煙霧沙塵及閃爍效應(yīng)影響較小，可在惡劣環(huán)境下保持正常通信。

近幾年大批THz通信演示驗證系統(tǒng)紛紛涌現(xiàn)。已實現(xiàn)的THz通信系統(tǒng)主要分為全電子學(xué)與光電混合兩大類，典型系統(tǒng)有德國KIT（Karlsruhe Institute of Tech?nology）的0.22 THz和0.24 THz通信驗證系統(tǒng)[3?4]，日本NTT公司的0.3 THz通信系統(tǒng)[5?11]。最具代表性的是德國KIT大學(xué)的THz數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)[12]：采用基于單向載流子傳輸光電二極管（Uni?traveling Carrier Photodiodes，UTC?PD）發(fā)射機和全電子學(xué)接收機芯片，以及QPSK、8QAM、16QAM調(diào)制方式的多載波通信體制，在0.24 THz實現(xiàn)了通信距離為20 m、最高數(shù)據(jù)傳輸速率為100 Gb/s的無線數(shù)據(jù)傳輸以及接收端的離線解調(diào)，有望用于解決光纖通信“最后一英里”問題。

盡管THz通信相對毫米波、自由空間激光通信有眾多優(yōu)勢，但其能否得到大規(guī)模應(yīng)用還取決于THz有關(guān)理論與技術(shù)能否取得突破性進展。目前實現(xiàn)THz通信還存在以下主要問題：

（1）THz輻射源輸出功率較低，實現(xiàn)較復(fù)雜；

（2）THz檢測器件靈敏度低，能量轉(zhuǎn)換效率不高；

（3）采用的調(diào)制解調(diào)體制無法適應(yīng)復(fù)雜環(huán)境下非線性信道傳輸特性。

針對目前THz通信體制亟需優(yōu)化問題，本文首先對毫米波、自由空間激光通信中廣泛采用的調(diào)制方式的特性進行分析，結(jié)合THz通信特點，確定了10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的優(yōu)選調(diào)制方式。本文介紹毫米波、自由空間激光通信系統(tǒng)中廣泛采用的調(diào)制方式的功率、帶寬效率以及實現(xiàn)復(fù)雜度、峰均比等特性。總結(jié)了目前THz通信系統(tǒng)中常用的調(diào)制方式，然后考慮本振相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率和功放非線性等因素，給出三種優(yōu)選調(diào)制方式。結(jié)合現(xiàn)有器件參數(shù)，在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上，對三種優(yōu)選調(diào)制方式誤碼率性能進行仿真，仿真結(jié)果將對后續(xù)系統(tǒng)實現(xiàn)有一定指導(dǎo)意義。

1 通信調(diào)制方式分析

1.1 調(diào)制方式概述

THz波段位于遠紅外與毫米波段之間，THz通信兼具毫米波、自由空間激光通信的部分特點，其調(diào)制方式可在毫米波、自由空間激光通信常用調(diào)制方式基礎(chǔ)上進行優(yōu)選，包括調(diào)幅、調(diào)相、調(diào)頻以及它們之間的混合調(diào)制、脈沖位置調(diào)制等幾大類，如表1所示。在調(diào)制方式優(yōu)選過程中通常需綜合考慮功率有效性、頻帶利用率、實現(xiàn)復(fù)雜度和峰均比等因素。

表1 各類調(diào)制方式表

1.2 調(diào)制方式功率有效性分析

自由空間激光通信中常用的調(diào)制方式有開關(guān)鍵控（On?Off Keying，OOK）以及脈沖位置調(diào)制（Pulse Posi?tion Modulation，PPM）等。

OOK是一種連續(xù)比特調(diào)制，在每一比特間隔內(nèi)使光源脈沖開或關(guān)來對光信號進行調(diào)制。令每比特持續(xù)時間為Tb，光源脈沖持續(xù)時間為Tp，信息速率定義占空比x為Tp與Tb的比值：

自由空間激光通信中常用包絡(luò)檢波器對OOK信號進行非相干解調(diào)，其誤碼率為[13]：

PPM利用斷續(xù)的周期性光脈沖的相對位置來傳遞信息：將一段長為n的二進制數(shù)據(jù)映射為由2n個時隙組成的PPM幀的特定時隙位置，發(fā)射端在特定時隙位置將信號以光脈沖形式發(fā)送出去，接收端檢測到光脈沖后，判斷其所在時隙位置，然后恢復(fù)出發(fā)送信號。M元PPM調(diào)制的誤碼率可表示為[14]：

在AWGN信道下，OOK（非相干解調(diào)）、2PPM、4PPM、8PPM對應(yīng)的理論BER性能如圖1所示，從圖中可看出，在給定誤碼率下，PPM功率效率明顯更高，且隨著調(diào)制階數(shù)的增加，功率效率會進一步提高。與OOK相比，PPM是一種具有更高功率效率的調(diào)制方式，利用斷續(xù)的周期性激光脈沖作為載波，脈沖峰值功率可以很高，增加了可靠通信的距離。

圖1 OOK，2PPM，4PPM，8PPM理論性能曲線圖

新一代數(shù)字衛(wèi)星廣播標(biāo)準(zhǔn)DVB?S2采用APSK調(diào)制，APSK是一種幅度相位調(diào)制方式，與傳統(tǒng)方型、十字型星座QAM相比，其星座圖上的點沿半徑向外發(fā)散，且位于不同的環(huán)上，又被稱為星型QAM。對于M=16及M=32的兩個典型實例，其星座圖如圖2與圖3所示。MAPSK功率效率與星座圖中每個環(huán)半徑R以及每個環(huán)中各星座點間的向量夾角φ有關(guān)。DVB?S2標(biāo)準(zhǔn)對16APSK與32APSK參數(shù)做了以下設(shè)定：

16APSK參數(shù)設(shè)為γ=2,R1=0.554 7,R2=1.109 4；32APSK參數(shù)設(shè)為γ1=2,γ2=4,R1=0.322 33,R2=0.644 66, R3=1.289 32。在以上參數(shù)設(shè)置下，相應(yīng)BER性能曲線如圖4所示。

圖2 16APSK信號星座圖

圖3 32APSK信號星座圖

圖4 16APSK，32APSK的BER性能曲線

毫米波通信中其他常用的MPSK、MCPFSK、MQAM等調(diào)制方式的BER性能曲線如圖5所示。由圖5可看出，在誤碼率給定下，低階調(diào)制（BPSKQPSKOQPSK）比高階調(diào)制（8PSK16QAM32QAM等）功率效率要高。高階調(diào)制方式中，16APSK（γ=2）與16QAM性能接近，僅有0.5～1.0 dB左右的差距；MSQAM和MQAM在AWGN信道下性能一致。

1.3 調(diào)制方式頻帶利用率分析

OOK的頻帶利用率由占空比決定[14]：

采用歸零碼時，占空比滿足0

圖5 毫米波通信常用調(diào)制方式BER理論性能曲線

MPPM的頻帶利用率可表示成[14]：

毫米波通信中常用的MPSK、MQAM的頻帶利用率與調(diào)制信號階數(shù)M、成型濾波器滾降系數(shù)α有關(guān)，它們之間的關(guān)系滿足[13]：

一般α可取0.3～0.8左右。

表2總結(jié)了MPSK、MQAM等調(diào)制方式在未加成型濾波器的理想情況下所能達到的最大頻帶利用率以及在給定誤碼率10-7時所需的由表2可看出，MQAM，MPSK和MAPSK頻帶利用率較高，但功率效率較低，只能工作在較高的情況下。

表2 不同調(diào)制方式的頻帶利用率與Eb/N0表（BER=10?7）

MCPFSK的調(diào)制指數(shù)一般取0.5，使調(diào)制頻率之間滿足正交性的條件，此時，MCPFSK頻帶利用率與MFSK相同，可表示為[13]：

可見，MCPFSK頻帶利用率不高于1 b/s/Hz，使得這類調(diào)制方式不適用于帶寬受限系統(tǒng)。

1.4 調(diào)制方式的實現(xiàn)復(fù)雜度、峰均比分析

在調(diào)制方式選擇中，實現(xiàn)復(fù)雜度和峰均比也是需要考慮的重要因素。圖6給出了不同調(diào)制方式的相對實現(xiàn)復(fù)雜度。

圖6 不同調(diào)制方式的相對實現(xiàn)復(fù)雜度

由圖6可得出如下結(jié)論：

（1）相干檢測隨著調(diào)制階數(shù)增加，復(fù)雜度逐漸增加。非相干檢測可采用包絡(luò)檢波、差分檢測等無需載波同步的解調(diào)方式，復(fù)雜度低于相干檢測，但誤碼率性能損失2～3 dB。

（2）當(dāng)階數(shù)相同時，MAPSK、MQAM比MPSK實現(xiàn)復(fù)雜度高，因前者要同時對幅度和相位進行檢測，而后者只需對相位進行檢測。

（3）疊加式QAM（SQAM，Superposed QAM）采用偏移成型濾波，在調(diào)制時對Q路信號延時半個符號周期后送入成型濾波器，在抗功放非線性方面比QAM更具優(yōu)勢。解調(diào)可采用維特比算法，復(fù)雜度比相同階數(shù)的MAPSK、MQAM略高，采用I、Q兩路分別解調(diào)的方式，每路分別解調(diào)的網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)較少，復(fù)雜度比MCPFSK相干檢測低。

（4）MCPFSK相干檢測采用I、Q兩路聯(lián)合維特比算法，網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)隨階數(shù)增加呈指數(shù)增長。

峰均比（Peak?to?average Power Ratio，PAPR）定義為調(diào)制信號峰值功率與平均功率之比（單位：dB）[15]：

式中s(t)表示調(diào)制信號。調(diào)制信號峰均比越大，受功放非線性影響越明顯，使用功放時需引入較大的功率回退，降低了功放效率，同時要求功放有較大的線性工作范圍，對功放設(shè)計要求很高。單載波調(diào)制信號峰均比與調(diào)制方式的選擇以及成型濾波器滾降系數(shù)α有關(guān)，α越大，成型濾波器沖激響應(yīng)波形起伏越小，峰均比也越小。在不加成型濾波器的理想情況下，不同調(diào)制方式的峰均比如表3所示。

表3 各類調(diào)制方式的峰均比

由表3可看出，雖然OOK、PPM具有實現(xiàn)簡單、功率效率高等優(yōu)點，但其峰均比較大，對非線性功放敏感。MPSK、CPFSK信號星座圖包絡(luò)恒定，在抗功放非線性方面有較大優(yōu)勢。MQAM的峰均比隨著階數(shù)增加而增加，為了減小功放非線性影響，可采用MSQAM。MAPSK與相同階數(shù)的MQAM相比，峰均比較小，適用于采用非線性器件的通信系統(tǒng)。

1.5 小結(jié)

綜上所述，高階調(diào)制（8PSK16QAM32QAM等）頻帶利用率高，但實現(xiàn)復(fù)雜度較高，在給定誤碼率時要求的最低工作信噪比較大，適用于頻帶受限、信噪比較高的場合。低階調(diào)制（BPSKQPSKOQPSK）實現(xiàn)復(fù)雜度較低，功率有效性較高，但頻帶利用率低，適用于頻帶不受限，信噪比較低的場合。MCPFSK對功放非線性不敏感，適用于采用非線性功放的通信系統(tǒng)，但實現(xiàn)復(fù)雜度大大提高，且滿足頻率正交時頻帶利用率低，在高信息速率下需要較大帶寬。MSQAM、MAPSK與階數(shù)相同的MQAM相比，在采用非線性功放時，性能損失較小，無需功率回退，可大大提高功放效率，同時實現(xiàn)復(fù)雜度適中，比較適合在高速調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中使用。

2 THz通信調(diào)制方式

當(dāng)THz輻射源與檢測器件確定后，調(diào)制解調(diào)方式是決定THz通信系統(tǒng)信息速率、帶寬、通信距離等性能的主要因素。目前的THz通信系統(tǒng)主要采用以下三種調(diào)制方式：

（1）二元開關(guān)鍵控（OOK）調(diào)制，接收機常采用包絡(luò)檢波解調(diào)，具有實現(xiàn)簡單的優(yōu)點[6]；

（2）多元脈沖位置鍵控（PPK）調(diào)制，即先進行脈沖位置（PPM）調(diào)制，再進行開關(guān)鍵控（OOK）調(diào)制，接收機常采用非相干檢測，易于實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸[16]；

（3）多元相位（MPSK）和正交幅度調(diào)制（MQAM）[3,12，17?18]。

OOK與PPK雖然實現(xiàn)簡單，且功率效率較高，但在實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸時需要較大的帶寬，對器件非線性特性敏感，難以實現(xiàn)復(fù)雜算法以適應(yīng)實際應(yīng)用中的信道環(huán)境；而MPSK和MQAM等調(diào)制方式可采用通信信號處理算法如載波定時同步、信道均衡等來改善信道失真等非理想特性。從已發(fā)表的THz通信驗證系統(tǒng)可看出，未來THz通信的發(fā)展趨勢仍是采用毫米波通信中常用的具有高頻帶利用率的高階數(shù)字調(diào)制方式[19]。

在選擇高階數(shù)字調(diào)制方式構(gòu)建THz通信系統(tǒng)時，需要考慮：相干接收機中THz本振相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣率、功放非線性等因素。

2.1 相位噪聲

高階調(diào)制THz通信系統(tǒng)大多采用相干接收機結(jié)構(gòu)，THz本振由微波源振蕩器倍頻產(chǎn)生，倍頻即為相位加倍的過程，在倍頻后相位噪聲會增大20 lgNdB，N為倍頻數(shù)。在調(diào)制階數(shù)的選擇中，相位噪聲是一個不可忽略的因素。

與低階調(diào)制相比，高階調(diào)制的星座圖中信號點之間距離較小，對信號相位偏移更加敏感，表4列出了不同調(diào)制方式在正確解調(diào)下允許的最大相位偏移。

表4 不同調(diào)制方式在正確解調(diào)下允許的最大相位偏移

相位噪聲對調(diào)制階數(shù)選取的影響可由信號相位偏移標(biāo)準(zhǔn)差σφ表示，令Lφ(Δf)表示單邊帶相位噪聲，其中Δf為相對于載波的頻率偏移，則雙邊帶相位噪聲Sφ(fm)可表示為[20]：

其dB形式為：

當(dāng)已知某些頻率偏移點的Sφ(fm)時，可用它們之間的連線來線性擬合相位噪聲譜。令fm1,fm2表示每段連線的起點與終點，b表示每段連線的斜率，則σφ可由下式求出[20]：

先對每段連線求出其相位偏移方差，然后將每段方差相加，最后開方即可得到σφ。

在目前常用的微波源振蕩器中，介質(zhì)諧振振蕩器（Dielectric Resonator Oscillator，DRO）具有溫度穩(wěn)定性好、體積小等優(yōu)點，可構(gòu)成性能穩(wěn)定、結(jié)構(gòu)緊湊的穩(wěn)頻固態(tài)源。因THz波在338 GHz附近大氣衰減較小[21]，因此取THz載波中心頻率為338 GHz，接收機中的THz本振由微波源倍頻生成：DRO首先產(chǎn)生21.125 GHz的振蕩頻率，在經(jīng)過4個級聯(lián)的2倍頻器以及輔助的放大電路后，便可產(chǎn)生中心頻率為338 GHz的THz本振信號。

下面以Lucix公司的內(nèi)置DRO（LO?211?XC）為例，來分析相位噪聲對調(diào)制階數(shù)選取的影響，其性能參數(shù)如表5所示[22]。

表5 LO?191?XC振蕩器性能參數(shù)

表6 相位偏移均方根誤差σφ計算過程

由表4與σφ=5.310 0°可看出，為保證系統(tǒng)性能，應(yīng)盡量避免采用階數(shù)為128及更高的調(diào)制方式，調(diào)制階數(shù)最好不超過64。

2.2 模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率

為適應(yīng)實際應(yīng)用需求，THz通信系統(tǒng)需要實時解調(diào)，而不是目前采用的離線數(shù)字解調(diào)技術(shù)[3，12，17?18]。實現(xiàn)實時解調(diào)的難點在于，超高速信息速率與現(xiàn)有ADC采樣率之間存在矛盾。MCPFSK和低階調(diào)制方式頻帶利用率低，在高信息速率下需要較大帶寬，對ADC采樣率要求很高，所以為平衡這一矛盾需采用具有較高調(diào)制效率的高階數(shù)字調(diào)制方式。

目前基于超導(dǎo)器件的ADC采樣率高達42.6 GS/s[23]，但對工作環(huán)境要求較高，無法在室溫下工作?；?.18m SiGeBiCMOS技術(shù)的ADC采樣率可達到20 GS/s，量化精度為[24]5 b。安捷倫公司已商用化的ADC采樣率最高為8 GS/s，量化精度為[25]10 b。為保證實現(xiàn)性能，綜合考慮工作環(huán)境要求和量化精度，ADC采樣率最好不應(yīng)高于8 GS/s。

受FPGA最高工作時鐘限制，在實現(xiàn)實時解調(diào)時，需對超高速數(shù)據(jù)進行并行化解調(diào)，以降低每路的時鐘速率，另外，為保證解調(diào)器的工作性能，并行系統(tǒng)的工作時鐘最好不要超過200 MHz。并行路數(shù)越大，硬件實現(xiàn)消耗資源越多，實現(xiàn)越復(fù)雜，在滿足單路工作時鐘不超過200 MHz條件的前提下，應(yīng)盡量減小并行路數(shù)。當(dāng)傳輸速率為10 Gb/s時，在采用較高調(diào)制效率的調(diào)制方式下的信息波特率、采樣率、并行路數(shù)、并行系統(tǒng)單路工作時鐘如表7所示，其中采用全數(shù)字接收機中常用的4倍符號速率進行采樣。

表7 10 Gb/s信息速率下不同調(diào)制方式比較

由表7可看出，為實現(xiàn)10 Gb/s THz通信系統(tǒng)的實時解調(diào)，綜合考慮ADC采樣率和并行解調(diào)硬件資源消耗，可采用調(diào)制效率為5或6 b/symbol的調(diào)制方式，在采樣率不高于8 GS/s下實現(xiàn)64路并行解調(diào)。

2.3 功率放大器非線性特性

目前基于固態(tài)電子學(xué)方法的連續(xù)波THz源輸出信號功率較小，一般在幾百μW到幾mW量級[19]。為適應(yīng)THz波傳播過程中大氣衰減較大的特點，在遠距離通信中，發(fā)射機必須采用功率放大器鏈，以提高信號輸出功率。

目前常用的功率放大器主要有行波管放大器（Traveling?wave Tube Amplifier，TWTA）和固態(tài)功率放大器（Solid?state Power Amplifier，SSPA）。TWTA具有放大功率大的優(yōu)點，但可靠性差，非線性波動大，使用時常需要多個TWTA用作備份，且?guī)捠艿揭欢ㄏ拗?；而SSPA具有線性性能好，工作頻率范圍較大，使用壽命長的優(yōu)點，但放大功率有限。結(jié)合TWTA與SSPA的特點，可采用多級功率放大鏈：第一級采用SSPA，使輸出功率達到十mW～百mW量級；第二級采用TWTA，輸出功率進一步提高為幾W～幾十W量級，可基本滿足大部分應(yīng)用的需要；如果對輸出功率要求更高，可以使用大功率回旋行波管進行第三級放大，此時輸出功率可達kW量級[26]。

但是無論是采用TWTA還是SSPA，都必須考慮其固有的非線性特性對調(diào)制信號的影響，采用峰均比較小的32APSK，32SQAM/64SQAM信號，可有效降低非線性功放的影響。采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)也可進一步降低非線性功放的影響，并有望在THz通信系統(tǒng)中得到應(yīng)用，其基本原理[27]如圖7所示。

圖7 數(shù)字預(yù)失真基本原理

預(yù)失真器和功放的非線性特性（AM/AM和AM/PM）互逆，根據(jù)功放的特性函數(shù)來設(shè)置預(yù)失真器的非線性特性F(|Vi|)，使其與功放特性曲線互補，形成線性放大，從而達到補償功放非線性的效果。目前，關(guān)于數(shù)字預(yù)失真技術(shù)在THz通信系統(tǒng)中應(yīng)用的研究正在進行中。

2.4 小結(jié)

在考慮相位噪聲、ADC采樣率、功放非線性等因素下，表8列出適用于10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的調(diào)制方式。

3 THz通信系統(tǒng)仿真

本節(jié)基于鏈路預(yù)算并結(jié)合具體器件參數(shù)，對表8中的3種調(diào)制方式的性能進行仿真。令載波中心頻率f為338 GHz，通信距離d為1 km，收發(fā)天線為直徑D= 13.49cm的拋物面天線。

表8 適用于10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的調(diào)制方式

根據(jù)自由路徑衰減公式：

可得自由路徑衰減約為142.978 3 dB。在338 GHz頻段，THz波的大氣衰減約為10 dB/km，當(dāng)通信距離為1 km時大氣衰減[21]Latten=10dB。

拋物面天線增益G與天線有效面積Ae滿足如下關(guān)系[28]：

Ae與直徑D滿足[28]：

由式（15）、式（16）可得，直徑為13.49 cm的收發(fā)天線增益Gt、Gr分別為50 dBi。

在文獻[29]中，220 GHz鏈路的接收機等效噪聲系數(shù)為7.5 dB；在文獻[18]的340 GHz鏈路中，等效噪聲系數(shù)經(jīng)計算為12.83 dB。根據(jù)文獻[29]與[18]中的噪聲系數(shù)水平，這里將噪聲系數(shù)NF設(shè)為10 dB，工作環(huán)境溫度T設(shè)為300 K，則接收機熱噪聲功率可用下式求出：

在0.338 THz鏈路中，當(dāng)發(fā)射機采用SSPA時，輸出功率Pt可達到[30]10 dBm，此時接收機信噪比SNR可由下式得出：

仿真基本流程如圖8所示。

圖8 仿真原理框圖

二進制信號經(jīng)過調(diào)制器和滾降系數(shù)α=0.3的成型濾波器后，送入SSPA，輸出功率為10 dBm的調(diào)制信號；SSPA仿真模型采用RAPP模型[31]，通過將線性增益設(shè)為10 dB，平滑因子設(shè)為0.156，輸出飽和因子設(shè)為1.1，來擬合文獻[30]中的AM/AM實測數(shù)據(jù)；最后由增益為50 dBi的天線發(fā)射。在經(jīng)過自由路徑和大氣衰減后，由增益為50 dBi的天線接收，之后加入T=300 K，NF=10 dB的接收機熱噪聲，然后加入倍頻后的DRO相位噪聲，最后進行匹配濾波、解調(diào)和誤碼率統(tǒng)計。

10 Gb/s鏈路分別采用32APSK，32SQAM，64SQAM下的信號帶寬B、接收機信噪比SNR和誤碼率仿真結(jié)果如表9所示。

表9 不同調(diào)制方式下的信號帶寬、信噪比、誤碼率

4 結(jié)語

THz波段因其可用帶寬大、受煙霧沙塵以及傳輸過程中閃爍效應(yīng)影響較小的特點，是未來實現(xiàn)空間和空地超高速無線通信的重要備選頻段。本文首先對目前無線通信中廣泛采用的調(diào)制方式的特性進行分析；然后根據(jù)系統(tǒng)具體實現(xiàn)時的本振相位噪聲、ADC采樣率和功放非線性等因素，給出了適用于10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的三種調(diào)制方式：32APSK，32SQAM和64SQAM；最后在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上結(jié)合具體器件參數(shù)，通過系統(tǒng)仿真給出了這三種調(diào)制方式的誤碼率。為進一步提高系統(tǒng)性能，可在滿足系統(tǒng)帶寬要求下，采用LDPC、Turbo等高增益信道編碼，以增加系統(tǒng)的鏈路余量；同時采用數(shù)字預(yù)失真等功放線性化技術(shù)來降低功放非線性的影響。

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Discussion of modulation mode for ultra high?speed terahertz communication system

SUN Yu1，ZHAN Ya?feng1，LU Yu?ying2，YAO Jian?quan1，2
（1.School of Aerospace Engineering，Tsinghua University，Beijing 100084，China；2.College of Precision Instrument and Optoelectronics Engineering，Tianjin University，Tianjin 300072，China）

The optimization scheme of modulation mode is proposed for 10 Gbps terahertz communication system.The cha?racteristics of some common modulation modes in millimeter wave and free space laser communication are introduced，including power efficiency，band utilization，implementation complexity and peak?to?average power ratio.The modulation modes in current terahertz communication system is also introduced.The effect of phase noise，A/D converter sampling rate and power amplifier nonlinear on the selection of modulation mode is discussed emphatically.The phase noise and nonlinear factors of power amplifier are considered in combination with specific device parameters based on link budget.The bit?error?rate character of the optimization modulation mode is simulated.

terahertz communication；modulation mode；link budget；phase noise；nonlinearity power amplifier

TN928?34

A

1004?373X（2015）09?0001?08

孫禹（1990—），男，博士研究生。主要研究方向為太赫茲通信、紫外光通信。

詹亞鋒（1976—），男，副研究員，博士。主要研究方向為深空通信、高性能編碼調(diào)制技術(shù)、衛(wèi)星通信。

2014?11?15

國家973項目（2013CB329000）；國家自然科學(xué)基金資助項目（61271265，61032003，61128001）；國家高技術(shù)研究發(fā)展計劃（“863計劃”）基金資助項目（2012AA121605）；清華大學(xué)自主科研基金資助項目（2011Z05112）

陸宇穎（1985—），女，博士研究生。主要研究方向為通信系統(tǒng)與數(shù)字信號處理、功率放大器技術(shù)。

姚建銓（1939—），男，中國科學(xué)院院士，教授。主要研究方向為太赫茲技術(shù)、全固態(tài)激光器及非線性光學(xué)頻率變換技術(shù)、物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)。