楊 振，張 繪，王媛媛，李 劍

(中國電子信息產(chǎn)業(yè)集團(tuán)南京長江電子信息產(chǎn)業(yè)集團(tuán)，江蘇南京 210038)

對雷達(dá)回波信號進(jìn)行長時(shí)間積累，可利用一段時(shí)間內(nèi)每個(gè)時(shí)刻的目標(biāo)能量，從而提高回波信號的信噪比，是檢測低可觀測目標(biāo)的有效手段。同時(shí)，可在不改變系統(tǒng)硬件的同時(shí)大幅增加雷達(dá)的威力。隨著積累時(shí)間的延長勻速運(yùn)動的目標(biāo)會發(fā)生距離走動，而進(jìn)行轉(zhuǎn)向或加減速等機(jī)動運(yùn)動的目標(biāo)，除了距離走動還會發(fā)生多普勒擴(kuò)散等問題［1］。已有學(xué)者對這些問題進(jìn)行了研究，并取得了良好的效果，但大多限于理論仿真階段。本文提出了一種段內(nèi)相干積累，段間非相干積累的方法，段內(nèi)相干積累時(shí)不產(chǎn)生多普勒擴(kuò)散，段間非相干積累時(shí)進(jìn)行距離補(bǔ)償，解決了長時(shí)間積累帶來的跨距離單元與跨多普勒單元的問題，且由于算法簡單，運(yùn)算量小，可以簡便高效地應(yīng)用于工程實(shí)現(xiàn)。

1 算法原理

本文提出的段內(nèi)相干積累段間非相干積累的方法如下。假設(shè)積累時(shí)間內(nèi)的脈沖總數(shù)為M，首先，將這M個(gè)脈沖分為K段，每一段內(nèi)有M/K=N個(gè)脈沖;其次，分別對每段中的N個(gè)脈沖進(jìn)行相干積累，得到K組相干積累結(jié)果;再次，根據(jù)假定的速度分別對每段結(jié)果的距離走動進(jìn)行補(bǔ)償;最后，對補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)進(jìn)行段間的非相參積累，得到最終的積累結(jié)果［2］。在對脈沖進(jìn)行分段時(shí)需注意，每段內(nèi)的脈沖在進(jìn)行相干積累時(shí)不能產(chǎn)生多普勒擴(kuò)散，這就要求段內(nèi)相參積累的多普勒分辨單元需較寬，即使目標(biāo)速度有變化，在段內(nèi)短時(shí)間內(nèi)也不會跨速度單元。此外分段時(shí)還需注意，在每段的相參積累時(shí)間內(nèi)，目標(biāo)移動的距離不能超過一個(gè)距離單元，即要求相參積累時(shí)間不能過長。經(jīng)過上述兩個(gè)約束，就能使目標(biāo)的回波能量經(jīng)過段內(nèi)相干積累聚集到一點(diǎn)，之后的速度補(bǔ)償與非相干積累就能有效地聚集目標(biāo)能量。而非相干積累雖不能防止距離走動，但對其進(jìn)行距離補(bǔ)償較容易，從硬件可實(shí)現(xiàn)上考慮，對所有脈沖進(jìn)行相干積累的運(yùn)算量與存儲量過大，所以相干積累與非相干積累相結(jié)合的方法較為合理。其次，段內(nèi)短時(shí)間的相干積累使得多普勒分辨單元較寬，相當(dāng)于將速度單元“粗?；?，避免了目標(biāo)由于速度變化產(chǎn)生跨速度單元的現(xiàn)象。

下面以實(shí)例來描述本算法，假設(shè)雷達(dá)脈沖重復(fù)頻率為500 Hz，信號帶寬為3 MHz，目標(biāo)最大徑向速度為500 m/s。對應(yīng)的距離分辨率為50 m，脈沖重復(fù)周期為2 ms，可運(yùn)算出目標(biāo)運(yùn)動0.1 s會發(fā)生距離走動，因此每段段內(nèi)相干積累脈沖數(shù)應(yīng)＜50，考慮到基于FFT的多普勒濾波器組的相參積累，選取段內(nèi)相參積累脈沖數(shù)為32。取得的脈沖數(shù)過少，相應(yīng)的非相干積累次數(shù)則會增加，從而增大積累損失。此外相干積累脈沖數(shù)為32時(shí)，多普勒分辨單元寬度約為15.6 Hz，可防止高速目標(biāo)速度變化所帶來的多普勒擴(kuò)散［3－4］。

這里以2 s積累時(shí)間為例，總脈沖數(shù)為1 024個(gè)，將積累脈沖分為32段，每段32個(gè)脈沖。分別對32段的回波做段內(nèi)相干積累。由于分段考慮了兩個(gè)約束因素，段內(nèi)無距離走動以及多普勒擴(kuò)散，只需在段間考慮距離補(bǔ)償?？筛鶕?jù)每段已知的速度判斷每段段間是否產(chǎn)生距離走動，當(dāng)在第i個(gè)脈沖時(shí)發(fā)生走動(其位于第［i/32］+1段)時(shí)，若 i－［i/32］×32 ＞16，則不移動第［i/32］+1段進(jìn)行補(bǔ)償，而從第［i/32］+2段開始移動進(jìn)行距離補(bǔ)償;若 i－［i/32］×32＜16，則從第［i/32］+1段開始移動進(jìn)行距離補(bǔ)償。這里［*］表示取整運(yùn)算。當(dāng)這32段距離補(bǔ)償均完成后，則將這32段數(shù)據(jù)按照距離單元進(jìn)行累加，即作非相干積累。經(jīng)過以上步驟便完成了分段長時(shí)間積累［5－6］。

2 關(guān)鍵處理方案

根據(jù)上述考慮，以3 MHz、2 s積累時(shí)間的處理方式為例，以32個(gè)脈沖為一組作相干積累是合理的。將1 024個(gè)脈沖分成32組，每組內(nèi)的32個(gè)脈沖到齊后，就進(jìn)行相干積累，再求模。但段間非相干積累前的補(bǔ)償速度未知，這就需要對目標(biāo)可能的所有速度進(jìn)行補(bǔ)償。將補(bǔ)償速度分檔，按照不同的速度檔，分多路進(jìn)行距離校準(zhǔn)，再疊加到以前組的非相干積累數(shù)據(jù)上。將各路疊加結(jié)果分別存儲，和下一組相干積累后的模值疊加。待所有脈沖組處理完畢后，將會有多路積累結(jié)果。分別做CFAR檢測，檢測結(jié)果選大后就是最終結(jié)果。

2 s內(nèi)飛機(jī)飛過的距離為500×2=1 000 m;距離分辨力為3e8/(2×3e6)=50 m;最大越距離單元走動量為1 000/50=20個(gè)距離單元;無越距離單元走動的時(shí)間為50/500=0.1 s，即100 ms;脈沖重復(fù)周期為1/500=0.002 s，無越距離單元走動的最大脈沖數(shù)為100/2=50個(gè);積累2 s時(shí)間的積累脈沖數(shù)為2 000/2=1 000次;積累1 000次回波未發(fā)生越距離單元走動的最大速度為50/2=25 m/s，所以需補(bǔ)償?shù)乃俣瓤潭葹?5 m/s。具體的速度通道補(bǔ)償方法如表1所示。

表1 補(bǔ)償通道方法

整個(gè)長時(shí)間積累方案的處理流程如圖1所示。

圖1 處理流程

3 硬件實(shí)現(xiàn)及驗(yàn)證

根據(jù)本信號處理任務(wù)的研究背景，需對13個(gè)波束進(jìn)行處理，每個(gè)波束主要完成的處理有:脈沖壓縮、段內(nèi)相參積累和段間非相參積累、恒虛警檢測和多普勒通道選大。

完成13個(gè)波束的長時(shí)間積累共需4個(gè)信號處理板。為方便維護(hù)及升級，信號處理板設(shè)計(jì)為通用形式，每個(gè)信號處理板主要由4片DSP和一片大容量FPGA組成。結(jié)合此科研任務(wù)雷達(dá)系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，對多方面因素進(jìn)行考慮后，選擇ADI公司的ADSP－TS201處理器。其作為ADI公司TigerSHARC系列第二代產(chǎn)品(ADSP－TS201處理器)，是當(dāng)前業(yè)界處理能力最強(qiáng)的浮點(diǎn)DSP，同時(shí)兼容定點(diǎn)處理，600 MHz時(shí)鐘頻率條件下可達(dá)到4.8 GMACS和3.6 GFLOPS的運(yùn)算速度。片內(nèi)存儲器可達(dá)24 Mbit，加之合理的結(jié)構(gòu)以及高帶寬的I/O接口，使得ADSP－TS201S在無線通信、軍事、圖像等高端市場的應(yīng)用更加廣泛。對于本系統(tǒng)而言，輸入FPGA的數(shù)據(jù)可達(dá)600 MHz的差分LVDS信號，F(xiàn)PGA內(nèi)部需足夠的存儲空間做數(shù)據(jù)的存儲，其內(nèi)部的乘法器資源也必須滿足后續(xù)的數(shù)據(jù)處理。同時(shí)便于系統(tǒng)日后升級，對于數(shù)據(jù)的傳輸提出了高達(dá)2.5 GHz的光纖傳輸方案，這對FPGA的I/O傳輸速度提出了較高的要求。同時(shí)本系統(tǒng)對處理器的溫度范圍、質(zhì)量類型也達(dá)到了軍用標(biāo)準(zhǔn)的要求。所以選用Xilinx公司推出的新一代高端可編程邏輯器件 Virtex－5系列的SXT95T。

實(shí)際處理過程中，前3個(gè)信號處理板每個(gè)板需處理4個(gè)波束的數(shù)據(jù)，其中第一片DSP完成4路波束的脈壓，第二片DSP完成4路波束的段內(nèi)相參積累，其余兩片DSP分別完成前后2路波束的段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板只處理一路波束，板上的3片DSP分別完成這一路波束的脈壓，段內(nèi)相參積累，段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板除了完成這一路波束的處理，還需匯集前3個(gè)信號板的處理結(jié)果。第4號處理板接收前3個(gè)處理板12路波束的處理結(jié)果，將其匯總到第4片DSP中，并做13路波束的聚心處理，再將最終的處理結(jié)果發(fā)送給定時(shí)板，為后續(xù)的存儲以及數(shù)據(jù)處理做準(zhǔn)備。

整個(gè)信號處理的總體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 信號處理結(jié)構(gòu)

按照設(shè)計(jì)方案，相參積累脈沖數(shù)和非相參積累脈沖數(shù)均為32，考慮目標(biāo)徑向速度的正負(fù)，距離走動的速度補(bǔ)償通道為39個(gè)。

圖3為39路距離補(bǔ)償后每路對應(yīng)的非相參積累結(jié)果。補(bǔ)償速度為正的通道號為正，補(bǔ)償速度為負(fù)的通道號為負(fù)。由圖3可看出，第13路補(bǔ)償?shù)男Ч罴?。本次試?yàn)的目標(biāo)速度為340 m/s，按照表1的速度補(bǔ)償通道劃分，恰好處于第13路，即325～350 m/s所對應(yīng)的補(bǔ)償通道。圖5～圖9為第13路的補(bǔ)償結(jié)果。圖4為非相參積累前的一次段內(nèi)相參積累結(jié)果。

圖3 每個(gè)補(bǔ)償通道對應(yīng)的非相參積累結(jié)果

圖4 段內(nèi)相參積累結(jié)果

圖5 非相參積累后的結(jié)果

圖6 段內(nèi)相參積累距離維視圖

圖7 段內(nèi)相參積累結(jié)果多普勒維視圖

圖8 段間非相參積累距離維視圖

圖9 段間非相參積累結(jié)果多普勒維視圖

從圖中可看出，圖5中處理結(jié)果的信噪比遠(yuǎn)大于圖4。如圖8所示，第13路補(bǔ)償通道的補(bǔ)償效果較好，補(bǔ)償后目標(biāo)回波能量幾乎均聚集在一個(gè)距離單元中;如圖9所示，在2 s的積累時(shí)間內(nèi)，目標(biāo)的多普勒頻率是時(shí)變的，但變化較小，在多普勒單元中擴(kuò)散了大約2～3個(gè)單元，對非相參積累的增益有一定影響。

非相參積累前，32段的段內(nèi)相參積累結(jié)果的平均信噪比約為18 dB，距離走動補(bǔ)償后第13路的段間非相參積累結(jié)果的信噪比約為29 dB。可得非相參積累使信噪比增加了約11 dB，相當(dāng)于信號和噪聲幅度之比增加了3.6倍，功率之比增加了13倍，介于～32之間。13倍的功率增益相對于理想情況下的32倍來說有不小的損失，一方面是由非相參積累本身的特性決定;另一方面是受到了目標(biāo)能量多普勒擴(kuò)散的影響，如圖9所示。從最終的處理結(jié)果來看，段內(nèi)相干積累段間非相干積累的處理效果較好，能夠有效的在長時(shí)間內(nèi)積累目標(biāo)能量，并準(zhǔn)確給出目標(biāo)的速度與距離。

該算法相對于傳統(tǒng)的32脈沖的MTD算法，只是增加了MTD的次數(shù)，若干次矩陣平移以及32次矩陣加法，所需運(yùn)算量小，且可在FPGA與DSP內(nèi)并行處理，所以較易于在工程中實(shí)現(xiàn)。

4 結(jié)束語

本文提出了段內(nèi)相干積累段間非相干積累的長時(shí)間積累方法。該方法能有效地校正距離走動并避免出現(xiàn)多普勒擴(kuò)散，其原理簡單，運(yùn)算量小，所需的運(yùn)算量和存儲量均在所設(shè)計(jì)的電路板上實(shí)現(xiàn)，此外該方法及其運(yùn)行的設(shè)備工作穩(wěn)定、可靠。最終的測試試驗(yàn)和實(shí)測數(shù)據(jù)試驗(yàn)均表明，該方法能有效地對目標(biāo)信號進(jìn)行長時(shí)間的積累，符合系統(tǒng)要求。

［1］保錚.雷達(dá)信號的長時(shí)間積累［C］.南京:中國電子學(xué)會雷達(dá)學(xué)術(shù)年會，1999:9－15.

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