基于無差拍控制的單相H6拓?fù)淠孀兤餮芯?/h1>
2014-09-22 09:12:46，
電氣傳動 2014年2期
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（華北電力大學(xué)新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北保定 071003）
1 引言
兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器具有體積小、成本低、效率高等優(yōu)點(diǎn)，尤其適合應(yīng)用在光伏發(fā)電一體化建筑，家用屋頂光伏發(fā)電等小功率光伏發(fā)電場合［1-2］。由于傳統(tǒng)的單相全橋光伏并網(wǎng)逆變器不具備漏電流抑制能力，國內(nèi)外的一些專家學(xué)者提出了一系列新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來解決漏電流的產(chǎn)生問題。其中，H6拓?fù)淠軌蛴行б种坡╇娏鳟a(chǎn)生，且具有優(yōu)良的并網(wǎng)波形質(zhì)量和高變換效率［3-4］。
目前，實(shí)現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)控制的方法很多，主要有PI控制、滯環(huán)控制和無差拍控制等［5］。其中PI控制器在跟蹤正弦電流指令時(shí)會產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)誤差，電流滯環(huán)控制中功率器件的開關(guān)頻率不固定，使電路工作的可靠性下降，同時(shí)也造成了濾波的困難。而無差拍控制是一種數(shù)字化PWM控制方法，具有良好的動態(tài)響應(yīng)，并且具有使輸出電流快速、準(zhǔn)確地跟蹤參考電流等特點(diǎn)。本文首先分析了單相H6拓?fù)潆娐返墓ぷ髟砑皵?shù)學(xué)模型。其次，推導(dǎo)了單相逆變系統(tǒng)中無差拍控制算法，并在此基礎(chǔ)上提出了基于無差拍控制的單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)的總體控制策略。最后，搭建了Matlab/Simulink仿真及實(shí)驗(yàn)平臺，對理論分析結(jié)果進(jìn)行了驗(yàn)證。
2 單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)
2.1 單相H6拓?fù)潆娐饭ぷ髟?/h3>
單相H6拓?fù)涔夥⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)如圖1所示。該系統(tǒng)由Boost升壓電路、高效率且具備漏電流抑制能力的H6拓?fù)淠孀冸娐芳盀V波電路組成。圖1中S1～S5為MOSFET開關(guān)管；G1，G2為IGBT開關(guān)管；D2，D3為續(xù)流二極管；L2，L3為濾波電感；C3為濾波電容。
圖1 單相H6拓?fù)涔夥⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)圖Fig.1 The system diagram of single-phase H6 topology photovoltaic grid-connected inverter
新型單相H6拓?fù)涞木唧w工作模式如下。
1）工作模式1，電網(wǎng)電壓正半周時(shí)，開關(guān)管G1一直導(dǎo)通，S2，S5以相同的高頻驅(qū)動信號導(dǎo)通與關(guān)斷。G2，S3，S4一直處于關(guān)斷狀態(tài)。
2）工作模式2，電網(wǎng)電壓負(fù)半周時(shí)，開關(guān)管G2一直導(dǎo)通，S3，S4以相同的高頻驅(qū)動信號導(dǎo)通與關(guān)斷。D2和D3為續(xù)流二極管。
2.2 H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)數(shù)學(xué)模型
單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)等效電路如圖2所示。
圖2 H6拓?fù)涞刃щ娐穲DFig.2 The equivalent diagram of H6 topology
圖2中，R2，R3分別代表濾波電感 L2，L3的內(nèi)阻，通常濾波電容C3的內(nèi)阻較小，可以忽略。iL為流經(jīng)電感L2的電流，uc為電容兩端電壓，ig為并網(wǎng)電流，ug為電網(wǎng)電壓，ui為 AB 兩端的電壓。
其狀態(tài)方程為
其中
其傳遞函數(shù)框圖如圖3所示。
圖3 傳遞函數(shù)框圖Fig.3 The block diagram of transfer function
3 并網(wǎng)逆變系統(tǒng)控制策略
3.1 單相H6并網(wǎng)逆變器無差拍控制算法
后級逆變系統(tǒng)的等效電路模型如圖2所示，其中，由于流過濾波電容的電流非常微弱，因此在推導(dǎo)無差拍控制算法時(shí)忽略其影響。
根據(jù)基爾霍夫定律，在第k次采樣時(shí)刻的逆變系統(tǒng)的電壓方程為
式中：iac(k)，uin(k)，uac(k)分別為在采樣時(shí)刻t=kTs時(shí)的并網(wǎng)電流、H6逆變橋輸出電壓及并網(wǎng)電壓的大??；iac(k+1)為并網(wǎng)電流在t＝(k+1)Ts時(shí)的數(shù)值；Ts為采樣周期；L，RL分別為濾波電感值及其內(nèi)阻大小。
在單極性調(diào)制的情況下，升壓后的直流母線電壓Udc與單相H6逆變橋的輸出電壓Uin有以下關(guān)系
式中：ΔT(k)/Ts為在t=kTs采樣時(shí)刻的占空比。
因此，式（3）可變換為
將式（5）中的iac(k+1)用參考電流iref(k)代替，便可以得到單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)的無差拍控制算法，如下所示：
3.2 總體控制策略
如圖4所示為基于無差拍控制的兩級式單相H6光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的總體控制框圖。整個(gè)的控制部分主要包括3個(gè)控制環(huán)路，分別為前級的MPPT控制環(huán)、后級的直流電壓控制環(huán)及并網(wǎng)電流控制環(huán)。
圖4 單相H6拓?fù)淠孀兛傮w控制框圖Fig.4 The overall control structure of single-phase H6 topology
前級的Boost升壓電路主要有兩個(gè)作用：一是將太陽能電池板輸出的較低的電壓升高到400 V左右進(jìn)行逆變，因?yàn)閱蜗喙夥⒕W(wǎng)逆變器比較適合用在功率等級較低的發(fā)電場合，其太陽能電池板相對較少；二是方便進(jìn)行最大功率跟蹤控制。其中，MPPT控制環(huán)采用電導(dǎo)增量法來調(diào)節(jié)太陽能光伏電池板的輸出電壓，進(jìn)而根據(jù)光伏板的功率電壓特性保證其工作在最大功率點(diǎn)處。
直流電壓外環(huán)采用PI控制器控制并網(wǎng)電流環(huán)的參考電流幅值，且穩(wěn)定直流側(cè)電壓。同時(shí)參考電流信號iref的相角由鎖相環(huán)電路（phase-locked loop，PLL）獲得的電網(wǎng)電壓相位角θ給定。并網(wǎng)實(shí)際電流iac與參考電流iref的差值、直流母線電壓及并網(wǎng)電壓經(jīng)過無差拍控制器的相關(guān)運(yùn)算和SPWM調(diào)制后驅(qū)動H6逆變橋的開關(guān)管，以實(shí)現(xiàn)單向光伏并網(wǎng)逆變器的快速跟蹤并網(wǎng)控制。
4 仿真研究
為了驗(yàn)證本文提出的基于無差拍控制的單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)的總體控制策略的優(yōu)越性，本文搭建了其Matlab/Simulink仿真模型。仿真參數(shù)如下：光板輸入電壓DC 110～128 V，Boost升壓后的直流母線電壓DC 400 V，并網(wǎng)電壓AC 220 V，并網(wǎng)電流4.5 A，開關(guān)頻率20 kHz，并網(wǎng)頻率50 Hz，Boost升壓電感及濾波電感分別為1.2 mH，2.0 mH，濾波電容為4.7 μF。
為了驗(yàn)證無差拍控制算法跟蹤的快速性，設(shè)定當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后，在2.3～2.35 s之間，光照強(qiáng)度由1 000 W/m2逐漸下降到250 W/m2，然后保持光照強(qiáng)度為250 W/m2，而在2.65～2.7 s之間，光照強(qiáng)度由250 W/m2逐漸上升到1 000 W/m2，從而觀察相關(guān)參數(shù)的一些變化情況。
圖5所示為光照變化期間，光伏并網(wǎng)逆變器輸出端的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形?？梢钥闯?，并網(wǎng)電流的波形在光照變化的時(shí)候能夠迅速地發(fā)生變化，并且準(zhǔn)確地與并網(wǎng)電壓的相位保持一致，說明無差拍控制算法在控制并網(wǎng)電流跟蹤電網(wǎng)電壓的過程中具有很高的準(zhǔn)確性與快速性。
圖5 光照變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流Fig.5 Grid-connected voltage and current with the change of irradiation
圖6所示為升壓后直流母線兩端的電壓波形。從圖6中可以看出，在整個(gè)光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)啟動的過程中，直流母線電壓由于沖擊而造成一定的波動，但是很快地能夠穩(wěn)定在400 V左右。同樣，在2.3～2.35 s及2.65～2.7 s光照強(qiáng)度發(fā)生變化期間，直流母線電壓有少許波動，但是并不會影響系統(tǒng)的正常工作。整體來看，直流母線電壓的控制也是比較好的。
圖6 直流母線電壓Fig.6 The DC bus voltage
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
根據(jù)上述分析與研究，設(shè)計(jì)了1臺3 kW的單相光伏并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其中，該樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：輸入電壓DC Upv=200～380 V，升壓后的直流母線電壓DC Udc=400 V，輸出電壓AC Ugrid=220 V，輸出頻率 fac=50 Hz，Boost升壓電感L1=1.2 mH，光伏陣列輸入電容C1=190 μF，直流母線電容C2=1 500 μF，輸出濾波電感L2=L3=1.0 mH，輸出濾波電容C3=4.7 μF。此外，核心控制板采用浮點(diǎn)型DSP：TMS320F28335。
圖7所示是通過WT3000功率分析儀測量得到的單相光伏并網(wǎng)逆變器的輸入電壓upv、輸入電流ipv、并網(wǎng)電壓uac、并網(wǎng)電流iac的波形以及輸入輸出功率大小P1和P3、效率值η1、并網(wǎng)電流的功率因數(shù)值λ3。從圖7中可以看出，該樣機(jī)在功率2.818 5 kW時(shí)效率可以達(dá)到96.748%，且近似單位功率因數(shù)運(yùn)行，具有較好的性能。
圖7 逆變系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)值及并網(wǎng)波形Fig.7 The key parameters and grid-connected waveforms of the inverter system
圖8所示是穩(wěn)態(tài)情況下測量得到的并網(wǎng)電流的諧波圖。從圖8中可以看出其總的諧波畸變率為1.9%，遠(yuǎn)低于5%的國家標(biāo)準(zhǔn)。
圖8 并網(wǎng)電流諧波圖Fig.8 Harmonics of grid-connected current
圖9所示是采用錄波儀測量在輸入功率變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流的波形圖。實(shí)驗(yàn)中，當(dāng)光伏并網(wǎng)逆變器正常工作時(shí)，切掉并聯(lián)的兩路太陽能電池板來模擬光照的突然下降。從圖9中可以看出，在模擬光照突然下降的情況下，光伏并網(wǎng)逆變器在采用本文提出的控制策略下具有良好的暫態(tài)特性。
圖9 輸入功率變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流Fig.9 Grid-connected voltage and current with the change of input power
6 結(jié)論
本文通過對基于無差拍控制的單相H6光伏并網(wǎng)逆變器控制策略的研究，將該方法應(yīng)用到3 kW的光伏并網(wǎng)逆變器中，通過仿真和實(shí)驗(yàn)可以看出，該控制策略具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性，控制精度高，并網(wǎng)電流波形好，是一種很好的并網(wǎng)控制策略。
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［2］Li Quan，Peter Wolfs.A Review of the Single Phase Photovoltaic Module Integrated Converter Topologies with Three Different DC Link Configurations［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23（3）:1320-1333.
［3］嵇保健，王建華，趙劍鋒.一種高效率H6結(jié)構(gòu)不隔離單相光伏并網(wǎng)逆變器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2012，32（18）:9-15.
［4］Yu W，Lai J S，Qian H，et al.High-efficiency Inverter with H6-type Configuration for Photovoltaic Non-isolated AC Module Applications［C］//IEEE Applied Power Electronics Conference.IEEE，2010：1971-1977.
［5］顧和榮，楊子龍，鄔偉揚(yáng).并網(wǎng)逆變器輸出電流滯環(huán)跟蹤控制技術(shù)研究［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006，26（9）：108－112.
［6］張興，曹仁賢.太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電及其逆變控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2010.
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（華北電力大學(xué)新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北保定 071003）
1 引言
兩級式單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器具有體積小、成本低、效率高等優(yōu)點(diǎn)，尤其適合應(yīng)用在光伏發(fā)電一體化建筑，家用屋頂光伏發(fā)電等小功率光伏發(fā)電場合［1-2］。由于傳統(tǒng)的單相全橋光伏并網(wǎng)逆變器不具備漏電流抑制能力，國內(nèi)外的一些專家學(xué)者提出了一系列新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來解決漏電流的產(chǎn)生問題。其中，H6拓?fù)淠軌蛴行б种坡╇娏鳟a(chǎn)生，且具有優(yōu)良的并網(wǎng)波形質(zhì)量和高變換效率［3-4］。
目前，實(shí)現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)控制的方法很多，主要有PI控制、滯環(huán)控制和無差拍控制等［5］。其中PI控制器在跟蹤正弦電流指令時(shí)會產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)誤差，電流滯環(huán)控制中功率器件的開關(guān)頻率不固定，使電路工作的可靠性下降，同時(shí)也造成了濾波的困難。而無差拍控制是一種數(shù)字化PWM控制方法，具有良好的動態(tài)響應(yīng)，并且具有使輸出電流快速、準(zhǔn)確地跟蹤參考電流等特點(diǎn)。本文首先分析了單相H6拓?fù)潆娐返墓ぷ髟砑皵?shù)學(xué)模型。其次，推導(dǎo)了單相逆變系統(tǒng)中無差拍控制算法，并在此基礎(chǔ)上提出了基于無差拍控制的單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)的總體控制策略。最后，搭建了Matlab/Simulink仿真及實(shí)驗(yàn)平臺，對理論分析結(jié)果進(jìn)行了驗(yàn)證。
2 單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)
2.1 單相H6拓?fù)潆娐饭ぷ髟?/h3>
單相H6拓?fù)涔夥⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)如圖1所示。該系統(tǒng)由Boost升壓電路、高效率且具備漏電流抑制能力的H6拓?fù)淠孀冸娐芳盀V波電路組成。圖1中S1～S5為MOSFET開關(guān)管；G1，G2為IGBT開關(guān)管；D2，D3為續(xù)流二極管；L2，L3為濾波電感；C3為濾波電容。
圖1 單相H6拓?fù)涔夥⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)圖Fig.1 The system diagram of single-phase H6 topology photovoltaic grid-connected inverter
新型單相H6拓?fù)涞木唧w工作模式如下。
1）工作模式1，電網(wǎng)電壓正半周時(shí)，開關(guān)管G1一直導(dǎo)通，S2，S5以相同的高頻驅(qū)動信號導(dǎo)通與關(guān)斷。G2，S3，S4一直處于關(guān)斷狀態(tài)。
2）工作模式2，電網(wǎng)電壓負(fù)半周時(shí)，開關(guān)管G2一直導(dǎo)通，S3，S4以相同的高頻驅(qū)動信號導(dǎo)通與關(guān)斷。D2和D3為續(xù)流二極管。
2.2 H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)數(shù)學(xué)模型
單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)等效電路如圖2所示。
圖2 H6拓?fù)涞刃щ娐穲DFig.2 The equivalent diagram of H6 topology
圖2中，R2，R3分別代表濾波電感 L2，L3的內(nèi)阻，通常濾波電容C3的內(nèi)阻較小，可以忽略。iL為流經(jīng)電感L2的電流，uc為電容兩端電壓，ig為并網(wǎng)電流，ug為電網(wǎng)電壓，ui為 AB 兩端的電壓。
其狀態(tài)方程為
其中
其傳遞函數(shù)框圖如圖3所示。
圖3 傳遞函數(shù)框圖Fig.3 The block diagram of transfer function
3 并網(wǎng)逆變系統(tǒng)控制策略
3.1 單相H6并網(wǎng)逆變器無差拍控制算法
后級逆變系統(tǒng)的等效電路模型如圖2所示，其中，由于流過濾波電容的電流非常微弱，因此在推導(dǎo)無差拍控制算法時(shí)忽略其影響。
根據(jù)基爾霍夫定律，在第k次采樣時(shí)刻的逆變系統(tǒng)的電壓方程為
式中：iac(k)，uin(k)，uac(k)分別為在采樣時(shí)刻t=kTs時(shí)的并網(wǎng)電流、H6逆變橋輸出電壓及并網(wǎng)電壓的大??；iac(k+1)為并網(wǎng)電流在t＝(k+1)Ts時(shí)的數(shù)值；Ts為采樣周期；L，RL分別為濾波電感值及其內(nèi)阻大小。
在單極性調(diào)制的情況下，升壓后的直流母線電壓Udc與單相H6逆變橋的輸出電壓Uin有以下關(guān)系
式中：ΔT(k)/Ts為在t=kTs采樣時(shí)刻的占空比。
因此，式（3）可變換為
將式（5）中的iac(k+1)用參考電流iref(k)代替，便可以得到單相H6拓?fù)淠孀兿到y(tǒng)的無差拍控制算法，如下所示：
3.2 總體控制策略
如圖4所示為基于無差拍控制的兩級式單相H6光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的總體控制框圖。整個(gè)的控制部分主要包括3個(gè)控制環(huán)路，分別為前級的MPPT控制環(huán)、后級的直流電壓控制環(huán)及并網(wǎng)電流控制環(huán)。
圖4 單相H6拓?fù)淠孀兛傮w控制框圖Fig.4 The overall control structure of single-phase H6 topology
前級的Boost升壓電路主要有兩個(gè)作用：一是將太陽能電池板輸出的較低的電壓升高到400 V左右進(jìn)行逆變，因?yàn)閱蜗喙夥⒕W(wǎng)逆變器比較適合用在功率等級較低的發(fā)電場合，其太陽能電池板相對較少；二是方便進(jìn)行最大功率跟蹤控制。其中，MPPT控制環(huán)采用電導(dǎo)增量法來調(diào)節(jié)太陽能光伏電池板的輸出電壓，進(jìn)而根據(jù)光伏板的功率電壓特性保證其工作在最大功率點(diǎn)處。
直流電壓外環(huán)采用PI控制器控制并網(wǎng)電流環(huán)的參考電流幅值，且穩(wěn)定直流側(cè)電壓。同時(shí)參考電流信號iref的相角由鎖相環(huán)電路（phase-locked loop，PLL）獲得的電網(wǎng)電壓相位角θ給定。并網(wǎng)實(shí)際電流iac與參考電流iref的差值、直流母線電壓及并網(wǎng)電壓經(jīng)過無差拍控制器的相關(guān)運(yùn)算和SPWM調(diào)制后驅(qū)動H6逆變橋的開關(guān)管，以實(shí)現(xiàn)單向光伏并網(wǎng)逆變器的快速跟蹤并網(wǎng)控制。
4 仿真研究
為了驗(yàn)證本文提出的基于無差拍控制的單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)的總體控制策略的優(yōu)越性，本文搭建了其Matlab/Simulink仿真模型。仿真參數(shù)如下：光板輸入電壓DC 110～128 V，Boost升壓后的直流母線電壓DC 400 V，并網(wǎng)電壓AC 220 V，并網(wǎng)電流4.5 A，開關(guān)頻率20 kHz，并網(wǎng)頻率50 Hz，Boost升壓電感及濾波電感分別為1.2 mH，2.0 mH，濾波電容為4.7 μF。
為了驗(yàn)證無差拍控制算法跟蹤的快速性，設(shè)定當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后，在2.3～2.35 s之間，光照強(qiáng)度由1 000 W/m2逐漸下降到250 W/m2，然后保持光照強(qiáng)度為250 W/m2，而在2.65～2.7 s之間，光照強(qiáng)度由250 W/m2逐漸上升到1 000 W/m2，從而觀察相關(guān)參數(shù)的一些變化情況。
圖5所示為光照變化期間，光伏并網(wǎng)逆變器輸出端的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形?？梢钥闯?，并網(wǎng)電流的波形在光照變化的時(shí)候能夠迅速地發(fā)生變化，并且準(zhǔn)確地與并網(wǎng)電壓的相位保持一致，說明無差拍控制算法在控制并網(wǎng)電流跟蹤電網(wǎng)電壓的過程中具有很高的準(zhǔn)確性與快速性。
圖5 光照變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流Fig.5 Grid-connected voltage and current with the change of irradiation
圖6所示為升壓后直流母線兩端的電壓波形。從圖6中可以看出，在整個(gè)光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)啟動的過程中，直流母線電壓由于沖擊而造成一定的波動，但是很快地能夠穩(wěn)定在400 V左右。同樣，在2.3～2.35 s及2.65～2.7 s光照強(qiáng)度發(fā)生變化期間，直流母線電壓有少許波動，但是并不會影響系統(tǒng)的正常工作。整體來看，直流母線電壓的控制也是比較好的。
圖6 直流母線電壓Fig.6 The DC bus voltage
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
根據(jù)上述分析與研究，設(shè)計(jì)了1臺3 kW的單相光伏并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其中，該樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：輸入電壓DC Upv=200～380 V，升壓后的直流母線電壓DC Udc=400 V，輸出電壓AC Ugrid=220 V，輸出頻率 fac=50 Hz，Boost升壓電感L1=1.2 mH，光伏陣列輸入電容C1=190 μF，直流母線電容C2=1 500 μF，輸出濾波電感L2=L3=1.0 mH，輸出濾波電容C3=4.7 μF。此外，核心控制板采用浮點(diǎn)型DSP：TMS320F28335。
圖7所示是通過WT3000功率分析儀測量得到的單相光伏并網(wǎng)逆變器的輸入電壓upv、輸入電流ipv、并網(wǎng)電壓uac、并網(wǎng)電流iac的波形以及輸入輸出功率大小P1和P3、效率值η1、并網(wǎng)電流的功率因數(shù)值λ3。從圖7中可以看出，該樣機(jī)在功率2.818 5 kW時(shí)效率可以達(dá)到96.748%，且近似單位功率因數(shù)運(yùn)行，具有較好的性能。
圖7 逆變系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)值及并網(wǎng)波形Fig.7 The key parameters and grid-connected waveforms of the inverter system
圖8所示是穩(wěn)態(tài)情況下測量得到的并網(wǎng)電流的諧波圖。從圖8中可以看出其總的諧波畸變率為1.9%，遠(yuǎn)低于5%的國家標(biāo)準(zhǔn)。
圖8 并網(wǎng)電流諧波圖Fig.8 Harmonics of grid-connected current
圖9所示是采用錄波儀測量在輸入功率變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流的波形圖。實(shí)驗(yàn)中，當(dāng)光伏并網(wǎng)逆變器正常工作時(shí)，切掉并聯(lián)的兩路太陽能電池板來模擬光照的突然下降。從圖9中可以看出，在模擬光照突然下降的情況下，光伏并網(wǎng)逆變器在采用本文提出的控制策略下具有良好的暫態(tài)特性。
圖9 輸入功率變化情況下的并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流Fig.9 Grid-connected voltage and current with the change of input power
6 結(jié)論
本文通過對基于無差拍控制的單相H6光伏并網(wǎng)逆變器控制策略的研究，將該方法應(yīng)用到3 kW的光伏并網(wǎng)逆變器中，通過仿真和實(shí)驗(yàn)可以看出，該控制策略具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性，控制精度高，并網(wǎng)電流波形好，是一種很好的并網(wǎng)控制策略。
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