謝路耀 金新民 吳學(xué)智 尹靖元 童亦斌

（1.浙江工業(yè)大學(xué)信息工程學(xué)院 杭州 310023 2.北京交通大學(xué)新能源研究所 北京 100044）

1 引言

總結(jié)近年風(fēng)電行業(yè)發(fā)展態(tài)勢(shì)，一方面海上風(fēng)能發(fā)展提速，風(fēng)機(jī)功率大型化趨勢(shì)明顯；另一方面，并網(wǎng)質(zhì)量與可靠性要求提高，低諧波與電網(wǎng)故障穿越等風(fēng)機(jī)并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)越來(lái)越嚴(yán)苛[1]。而采用高壓電力電子器件與多電平技術(shù)的中壓全功率風(fēng)電變流器，在降低單位容量造價(jià)、提高并網(wǎng)電流質(zhì)量和電網(wǎng)故障穿越性能上優(yōu)勢(shì)明顯，成為大型風(fēng)機(jī)的完美解決方案[2]。在眾多的多電平拓?fù)渲?，NPC（neutral point clamped）三電平拓?fù)洌ㄒ?jiàn)圖1），控制簡(jiǎn)單、器件數(shù)目小，具有最為廣泛的工業(yè)應(yīng)用。相對(duì)于兩電平變流器，其優(yōu)點(diǎn)有：①功率器件承受電壓減小至直流母線(xiàn)電壓的一半；②輸出電壓 du/dt減小一半；③相同開(kāi)關(guān)頻率下輸出波形質(zhì)量遠(yuǎn)優(yōu)于兩電平[3]。

圖1 NPC三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 The topology of NPC three-level converter

目前主流的 NPC三電平控制策略包括基于零序注入的SPWM與SVPWM兩種，它們的特點(diǎn)是：

（1）基于零序注入的 SPWM：將注入零序分量的正弦調(diào)制波與平移的三角載波進(jìn)行比較，生成對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管脈沖[4]。此種方式的特點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，且注入合適的零序分量使中間矢量居中后，可以等效實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)七段式（Nearest Three Vectors，N3V）SVPWM[5,6]。通過(guò)注入零序分量也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位的控制，但由于無(wú)法準(zhǔn)確判定疊加零序分量后相壓的正負(fù)，使零序分量的計(jì)算方法過(guò)于復(fù)雜[7-9]。且在高調(diào)制系數(shù)、低功率因數(shù)下，此方法仍然無(wú)法實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零[9]。

（2）SVPWM：將三相電壓在 αβ坐標(biāo)系下用一旋轉(zhuǎn)的參考矢量等效，按矢量分解原理和參考矢量的位置將其分解為附近幾個(gè)開(kāi)關(guān)矢量并制定其持續(xù)時(shí)間，使幾個(gè)開(kāi)關(guān)矢量在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的協(xié)同作用效果和參考矢量的作用效果相同[10]。SVPWM需復(fù)雜的扇區(qū)判定與矢量分解計(jì)算，優(yōu)點(diǎn)是物理意義明晰，便于對(duì)調(diào)制策略進(jìn)行解析與優(yōu)化。因此，早期較深入的中點(diǎn)平衡分析[11]和具優(yōu)良性能的中點(diǎn)平衡控制方式[12]都基于SVPWM展開(kāi)。此外，通過(guò)優(yōu)化的扇區(qū)劃分、矢量序列選擇和冗余小矢量配比可實(shí)現(xiàn)降低開(kāi)關(guān)頻率、提高波形質(zhì)量[5,6]甚至在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)平均中點(diǎn)電流為零[13]等優(yōu)化控制目標(biāo)。

應(yīng)用于大功率風(fēng)電并網(wǎng)變流器的 NPC三電平控制策略，必須兼顧并網(wǎng)電流質(zhì)量和個(gè)別極端情況下的中點(diǎn)電位平衡控制。特別是在電網(wǎng)不對(duì)稱(chēng)跌落時(shí)，變流器三相電流不對(duì)稱(chēng)，在網(wǎng)壓恢復(fù)期間又必須對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行無(wú)功支撐，功率因數(shù)低、三相不對(duì)稱(chēng)等惡劣工況對(duì)中點(diǎn)電位的平衡控制提出了嚴(yán)峻考驗(yàn)。在調(diào)制策略的選擇上，采用不同的SVPWM調(diào)制策略確實(shí)可以解決上述復(fù)雜問(wèn)題，但就實(shí)現(xiàn)方式來(lái)說(shuō)，多種SVPWM在相互轉(zhuǎn)化上存在扇區(qū)重新劃分、矢量再次分解和開(kāi)關(guān)序列表重新排序等問(wèn)題，這些都使調(diào)制策略變得異常復(fù)雜。

為解決上述困難，本文提出了一種基于零序注入與調(diào)制波分解的三電平控制策略，其實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可等效實(shí)現(xiàn)多種SVPWM的控制效果，并可在幾種SVPWM控制效果間平滑轉(zhuǎn)換，是風(fēng)電變流器等需要多目標(biāo)控制三電平變流裝置的完美解決方案。

2 SVPWM與零序電壓注入SPWM的一致性分析

2.1 零序注入型SPWM與SVPWM的宏觀一致性

零序注入型 SPWM 雖然是一種基于相電壓的調(diào)制方式，但零序分量對(duì)輸出線(xiàn)電壓不會(huì)產(chǎn)生影響，因此一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，線(xiàn)電壓的伏秒積與未注入零序分量前相等。

為了分析SVPWM是否具有同樣的本質(zhì)，將三相線(xiàn)電壓定義為參考矢量，其表達(dá)式為

式中，Vll為線(xiàn)電壓幅值。

將所有線(xiàn)電壓表示的開(kāi)關(guān)狀態(tài)定位作圖，可以得到三維空間的矢量圖如圖2所示。

圖2 線(xiàn)電壓表示的三維三電平空間矢量圖Fig.2 Line voltage based 3D three level space vector diagram

由于三相線(xiàn)電壓之和為 0，任意以線(xiàn)電壓表示的參考矢量Vref都位于圖2的六邊形平面上。比較圖2與傳統(tǒng)SVPWM三電平空間矢量圖可以發(fā)現(xiàn)，不論是形狀還是開(kāi)關(guān)矢量的分布都一模一樣，且圖2基于線(xiàn)電壓坐標(biāo)系的參考矢量與傳統(tǒng)SVPWM矢量圖基于αβ坐標(biāo)系的參考矢量有唯一對(duì)應(yīng)關(guān)系

式中

假設(shè)參考矢量Vref由V1、V2、…、Vn這n個(gè)開(kāi)關(guān)矢量合成，則由SVPWM的矢量分解關(guān)系式

聯(lián)系式（2）可以得到等效關(guān)系式

即

從式（6）得到，三電平 SVPWM 與零序注入SPWM在宏觀本質(zhì)上是相同的，都是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)基于線(xiàn)電壓伏秒積相等的調(diào)制方式，在SPWM調(diào)制中注入零序分量并不會(huì)改變矢量在SVPWM矢量圖中的位置。

2.2 零序注入SPWM與SVPWM的微觀關(guān)系

本節(jié)將探討在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，零序注入SPWM與SVPWM在扇區(qū)劃分、開(kāi)關(guān)序列排布、冗余矢量分配等方面的微觀聯(lián)系。

根據(jù)上一小節(jié)中討論的結(jié)果，利用式（2）、式（3）表述的數(shù)量關(guān)系，可以在傳統(tǒng) SVPWM 矢量圖中添加線(xiàn)電壓坐標(biāo)，如圖3所示。線(xiàn)電壓坐標(biāo)系的添加使SVPWM與零序注入SPWM兩種調(diào)制方式的聯(lián)系更直觀，αβ坐標(biāo)系下的參考電壓矢量在各線(xiàn)電壓坐標(biāo)軸上的投影放大倍后即為該相線(xiàn)電壓的瞬時(shí)值。根據(jù) Vref在各扇區(qū)所表示的相電壓的相對(duì)大小，圖3中將相電壓分為最大、最小和中間值，依次以 Vmax、Vmin和 Vmid來(lái)表示。根據(jù)圖3和各線(xiàn)電壓關(guān)系，小扇區(qū)的判定可以用表1來(lái)表示。

圖3 三電平空間矢量圖Fig.3 Three-level space vector diagram

表1 小扇區(qū)判定表Tab.1 Small sector decision table

在零序注入 SPWM 中，為提高直流電壓利用率，需將三相調(diào)制波電壓限制在[-0.5Vdc0.5Vdc]范圍內(nèi)，為此文獻(xiàn)[5,6]中首先注入零序電壓分量

疊加Voffset1后，新的調(diào)制波為

不難發(fā)現(xiàn)，疊加 Voffset1其實(shí)是對(duì)三相調(diào)制波進(jìn)行了居中處理，新的三相調(diào)制波如圖4所示，也依大小分為，有以下關(guān)系

圖4 疊加Voffset1后的三相調(diào)制波波形Fig.4 Three phase modulation waveforms injected with Voffset1

由三相調(diào)制波必須在[-0.5Vdc0.5Vdc]范圍內(nèi)，可以得到可繼續(xù)疊加的零序分量Voffset2的范圍

將三相調(diào)制波分解為 Vmax、Vmin和 Vmid后，對(duì)各大扇區(qū)的工況分析將完全一致，為節(jié)省篇幅，本文僅對(duì)大扇區(qū)Ⅰ（見(jiàn)圖5）下每個(gè)小扇區(qū)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)序列分情況進(jìn)行討論。

圖5 大扇區(qū)Ⅰ的空間矢量圖Fig.5 Space vector diagram in big sectorⅠ

根據(jù)式（6），并令0.5Vdc為滿(mǎn)占空比，即

可以計(jì)算得到SVPWM調(diào)制下圖5中各小扇區(qū)的占空比dn見(jiàn)表2。

表2 大扇區(qū)Ⅰ中各矢量的占空比Tab.2 Duty circle of each vector in sectorⅠ

文獻(xiàn)[4]描述了一種基于載波平移的多電平SPWM調(diào)制方法，本文提出的三電平控制策略也將使用此調(diào)制方式為基礎(chǔ)。根據(jù)式（8）得到的三相調(diào)制波和表1，繪制載波平移的SPWM在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的矢量序列如圖6所示。從圖6中三相調(diào)制波的相對(duì)位置可以得到，不需要任何計(jì)算，零序注入SPWM的各矢量占空比就天然滿(mǎn)足表2中SVPWM計(jì)算得到的占空比，說(shuō)明零序注入SPWM的線(xiàn)電壓關(guān)系和 SVPWM的矢量分解完全等效。Voffset2的注入將使三相調(diào)制波上下平移，平移對(duì)矢量序列和占空比分布的影響可以用圖7解釋?zhuān)摼€(xiàn)框?yàn)橐粋€(gè)開(kāi)關(guān)周期的長(zhǎng)度，當(dāng)前虛線(xiàn)框所處的位置為圖6所對(duì)應(yīng)的脈寬序列，疊加Voffset2將使虛線(xiàn)框左右移動(dòng)，引起開(kāi)關(guān)周期內(nèi)矢量序列與占空比的改變，但無(wú)論如何移動(dòng)，表2的占空比關(guān)系恒成立，改變的僅僅是冗余矢量及其配比。

圖6 大扇區(qū)Ⅰ中的三相調(diào)制波與矢量序列Fig.6 Three phase modulation waveforms and vector sequences in big sectorⅠ

圖7 開(kāi)關(guān)周期窗口移動(dòng)圖Fig.7 Switching period window shift diagram

2.3 調(diào)制波的分解

無(wú)論虛線(xiàn)框如何移動(dòng)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)每相橋臂至多只開(kāi)關(guān)一次，因此通過(guò)零序注入，只能得到傳統(tǒng)五段式或七段式N3V的調(diào)制方法。若想得到更多的扇區(qū)分解方法與矢量序列組合，在零序電壓注入后，還須將調(diào)制波進(jìn)行正負(fù)分解。分解后的正調(diào)制波Vx+和負(fù)調(diào)制波Vx-為

參見(jiàn)圖7b對(duì)B相的分解，調(diào)制波的分解使開(kāi)關(guān)序列的首末分別疊加了占空比同為Δd的N和P序列，等效于SVPWM調(diào)制方式中扇區(qū)劃分和冗余矢量分配的變化，但對(duì)該相調(diào)制波的平均幅值沒(méi)有絲毫影響，當(dāng)然也不會(huì)破壞線(xiàn)電壓伏秒積的平衡關(guān)系。隨著Δd的增大，三電平橋臂將趨于PN轉(zhuǎn)變的兩電平工況，開(kāi)關(guān)過(guò)程容易出現(xiàn)器件端壓超過(guò)0.5Vdc的情況，因此，必須在PN狀態(tài)之間疊加一個(gè)最小的O狀態(tài)VminO，Δd的最大值也由此計(jì)算得到。

3 基于零序注入與調(diào)制波分解的脈寬調(diào)制策略的目標(biāo)優(yōu)化控制

3.1 最小開(kāi)關(guān)損耗

減小開(kāi)關(guān)損耗，就是使某相在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的矢量序列不變化，也就是通過(guò)疊加零序使某相調(diào)制波等于0或±0.5Vdc。從圖7發(fā)現(xiàn)，通過(guò)疊加合適的零序分量，在1、2、3、4小扇區(qū)可以使任意相橋臂不開(kāi)關(guān)，而在 5、6小扇區(qū)只能使相壓為 Vmax與Vmin的兩相橋臂不開(kāi)關(guān)。其中，在1、2扇區(qū)，Vmax與Vmin相既可以等于0也可以等于±0.5Vdc，但等于±0.5Vdc的情況可能使兩個(gè)相鄰周期出現(xiàn)P、N變化，因此，只能使其等于 0。綜上所述，在各扇區(qū)要使各相不開(kāi)關(guān)所需疊加的Voffset2為

扇區(qū)判定依表1進(jìn)行，為了最大限度降低開(kāi)關(guān)損耗，還可對(duì)三相電流實(shí)時(shí)值進(jìn)行比較，選擇讓電流幅值最大的相不開(kāi)關(guān)。

3.2 優(yōu)化波形質(zhì)量

為了優(yōu)化輸出電壓的波形質(zhì)量，需要滿(mǎn)足兩個(gè)條件[5,6]：①采用 N3V的調(diào)制方法；②滿(mǎn)足最優(yōu)矢量序列的排布原則：非冗余矢量居中，冗余矢量均分并依次排布在序列的首末。

按照規(guī)則，對(duì)于傳統(tǒng)七段式N3V，Voffset2為[5,6]

使用本文中調(diào)制波分解的方法，可以達(dá)到比七段式 N3V更優(yōu)的波形質(zhì)量。分析虛線(xiàn)框內(nèi)的開(kāi)關(guān)周期，在1～4區(qū)，的注入已將OOO或PON居中，進(jìn)一步把相分解，可以在開(kāi)關(guān)序列的始或末添加一個(gè)冗余矢量，使一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)伏秒積的波動(dòng)更小。以圖7b為例，取30.5d d Δ = ，序列末增加了PPO，并使矢量序列滿(mǎn)足了最優(yōu)波形質(zhì)量的兩條規(guī)則。在5、6扇區(qū)，最優(yōu)波形質(zhì)量的規(guī)則已被滿(mǎn)足，對(duì)相的分解反而將使調(diào)制方式脫離N3V的原則。扇區(qū)判定依表1進(jìn)行，總結(jié)1～6區(qū)達(dá)到最優(yōu)波形質(zhì)量所需的Δd有以下關(guān)系

3.3 中點(diǎn)電壓平衡

注入Voffset1后的三相調(diào)制波，對(duì)相進(jìn)行調(diào)制波分解，其流入中點(diǎn)的平均電流Inpav的表達(dá)式可以寫(xiě)為

可以得到平均中點(diǎn)電流的簡(jiǎn)化式

假設(shè)上、下電容不平衡電壓差為ΔV，上、下組電容的容值為C，開(kāi)關(guān)頻率為f，若在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)需要補(bǔ)償不平衡電壓，即

代入式（18）得

若ΔV為0，上式為

式（20）需要滿(mǎn)足式（12）中Δd的約束條件，當(dāng)計(jì)算得到的Δd超限時(shí)，需按邊界值選取。式（20）說(shuō)明，在全功率因數(shù)和調(diào)制比范圍，僅需檢測(cè)實(shí)時(shí)相電流和不平衡電壓，就可以通過(guò)分解相，對(duì)中點(diǎn)電壓進(jìn)行平衡控制。式（21）說(shuō)明，當(dāng)中點(diǎn)電位恢復(fù)平衡后，必然存在 Δd使一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均中點(diǎn)電流為零，達(dá)到消除中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)的目的。文獻(xiàn)[13]中討論的基于虛擬矢量的中點(diǎn)平衡控制方法，其實(shí)就是式（21）的特例，與文獻(xiàn)[13]相比，本文的中點(diǎn)平衡控制方法免去了繁瑣的扇區(qū)劃分與矢量計(jì)算，還可以對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行反饋控制，方式更簡(jiǎn)便性能更優(yōu)異。

4 仿真結(jié)果

4.1 最小開(kāi)關(guān)損耗的三電平調(diào)制

使用式（13），根據(jù)三相電流的大小，進(jìn)行最小開(kāi)關(guān)損耗三電平調(diào)制，在各調(diào)制比與功率因數(shù)下得到的波形如圖8所示?？梢缘玫?，在功率因數(shù)較高與調(diào)制比較低時(shí)，可在電流為峰值時(shí)完全實(shí)現(xiàn)無(wú)開(kāi)關(guān)損耗；但當(dāng)調(diào)制比較高且功率因數(shù)較低時(shí)，由于相電流最大的相正好為V*mid相，且其位于5、6區(qū)，式（13）最小開(kāi)關(guān)的條件無(wú)法成立，如圖8d的A、B區(qū)域。在這種情況下，可以?xún)?yōu)化使電流幅值第二大的相進(jìn)行最小開(kāi)關(guān)損耗控制。

4.2 優(yōu)化波形質(zhì)量的三電平調(diào)制

使用式（14）和式（15），可以得到最優(yōu)波形質(zhì)量的傳統(tǒng)七段式 N3V調(diào)制和本文雙調(diào)制波調(diào)制在各調(diào)制比下的三電平輸出電壓波形與FFT分析如圖9。高調(diào)制比時(shí)，兩種調(diào)制方式的波形與諧波分布基本相同，這是因?yàn)槭剑?4）、式（15）在5、6區(qū)其實(shí)相等；在調(diào)制比較低時(shí)，雖然總THD兩種調(diào)制方式相當(dāng)，雙調(diào)制波調(diào)制略低，但諧波的分布上，雙調(diào)制波調(diào)制的諧波集中分布在開(kāi)關(guān)頻率及其倍次上，在濾波器的設(shè)計(jì)上更簡(jiǎn)單且易取得更好的濾波效果。

圖8 最小開(kāi)關(guān)損耗三電平調(diào)制（基波50Hz，開(kāi)關(guān)頻率1 800Hz，各變量標(biāo)幺化為1）Fig.8 Minimum switching loss three-level modulation(Fundamental=50Hz,Switching frequency=1 800Hz,all variables are in pu)

圖9 最優(yōu)波形質(zhì)量三電平調(diào)制（基波50Hz，開(kāi)關(guān)頻率1 800Hz，各變量標(biāo)幺化為1）Fig.9 Optimal waveforms quality three-level modulation(fundamental=50Hz,switching frequency=1 800Hz,all variables are in pu)

4.3 雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡調(diào)制

圖10 雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡三電平調(diào)制（基波50Hz，m=1，開(kāi)關(guān)頻率1 800Hz，各變量標(biāo)幺化為1）Fig.10 Double modulation waves three-level modulation with neutral point balance(fundamental=50Hz,switching frequency=1 800Hz,all variables are in pu)

使用式（20），可以得到雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡調(diào)制的波形如圖10所示。和最優(yōu)波形質(zhì)量的雙調(diào)制波相比，中點(diǎn)平衡的三電平調(diào)制不是基于N3V的調(diào)制方式，在5、6區(qū)調(diào)制波也進(jìn)行了分解。不同調(diào)制方式的中點(diǎn)平衡控制效果見(jiàn)圖11，圖中前20ms為傳統(tǒng)七段式N3V調(diào)制，20～40ms在N3V調(diào)制中加入了中點(diǎn)平衡控制，40ms以后為雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡調(diào)制。圖中縱坐標(biāo)為中點(diǎn)波動(dòng)系數(shù) k，數(shù)值上等于相電流1A、對(duì)稱(chēng)組直流電容1mF、基波頻率50Hz時(shí)的中點(diǎn)電位波動(dòng)值。實(shí)際中點(diǎn)波動(dòng)電壓 ΔV可以將k、對(duì)稱(chēng)組直流電容容值C(mF)、基波頻率f以及相電流幅值I代入下式得到

圖11 各功率因數(shù)下中點(diǎn)平衡控制效果對(duì)比（基波50Hz，開(kāi)關(guān)頻率1 800Hz）Fig.11 Neutral point balance control performance contrast in different power factors(Fundamental=50Hz,Switching frequency=1 800Hz)

圖11中，中點(diǎn)不平衡電壓呈三倍基頻振蕩，調(diào)制比m越接近于1，功率因數(shù)cosφ越接近于0，振蕩幅值越大，此時(shí)傳統(tǒng)N3V的中點(diǎn)平衡控制效果已不理想，施加雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡調(diào)制后，中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)被完全消除。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用 DSP28335作為控制芯片，在交流阻感負(fù)載下對(duì)本文的調(diào)制策略進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)條件基波 50Hz，開(kāi)關(guān)頻率 1 800Hz，對(duì)稱(chēng)組直流電容C=6.8mF，m=0.6，Vdc=125V，負(fù)載 L=1mH，R=1.7?，多種調(diào)制策略的切換和效果對(duì)比如圖12所示，其中的正調(diào)制波經(jīng)控制板DA轉(zhuǎn)換得到，調(diào)制方式轉(zhuǎn)換時(shí)相電流未出現(xiàn)波動(dòng)，實(shí)現(xiàn)了平滑轉(zhuǎn)換。

圖12 多調(diào)制策略的切換和效果對(duì)比Fig.12 The switching and performance contrast of different modulation strategies

實(shí)驗(yàn)條件基波50Hz，開(kāi)關(guān)頻率1 800Hz，對(duì)稱(chēng)組直流電容 C=430μF，m=0.8，Vdc=125V，負(fù)載L=5mH，R=1.7?，多種調(diào)制策略的中點(diǎn)平衡效果對(duì)比如圖13所示。最小開(kāi)關(guān)損耗調(diào)制時(shí)未對(duì)中點(diǎn)電位偏移進(jìn)行任何抑制，出現(xiàn)了較大波動(dòng)；七段式N3V和雙調(diào)制波優(yōu)化THD兩種調(diào)制方式，由于開(kāi)關(guān)周期首尾的冗余矢量造成的中點(diǎn)偏移剛好互相抵消，僅非冗余矢量造成了中點(diǎn)的波動(dòng)，中點(diǎn)電位波動(dòng)情況得到了緩解；中點(diǎn)平衡N3V調(diào)制時(shí)波動(dòng)得到抑制，但還是無(wú)法完全消除3倍基頻波動(dòng)（具體原因參見(jiàn)文獻(xiàn)[11]）；雙調(diào)制波中點(diǎn)平衡調(diào)制實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零，因此中點(diǎn)電位只存在高頻波動(dòng)，中點(diǎn)電位控制效果最好。

圖13 多調(diào)制策略中點(diǎn)平衡效果對(duì)比Fig.13 Neutral point balance performance contrast in different modulation strategies

6 結(jié)論

（1）零序注入型SPWM與SVPWM三電平調(diào)制都是基于線(xiàn)電壓伏秒積相等的調(diào)制方式，使用線(xiàn)電壓坐標(biāo)系空間矢量圖和開(kāi)關(guān)周期窗口移動(dòng)圖可以較為直觀地解釋兩種調(diào)制方式在占空比和矢量序列上的一致性。

（2）注入零序電壓使調(diào)制波等于±0.5Vdc或 0可以使該相不開(kāi)關(guān)，通過(guò)檢測(cè)相電流消除幅值較大相的開(kāi)關(guān)損耗可以使整機(jī)開(kāi)關(guān)損耗降至最低。

（3）將幅值居中的調(diào)制波分解，使非冗余矢量居中，冗余矢量對(duì)稱(chēng)首尾排布，可以?xún)?yōu)化輸出線(xiàn)電壓的諧波分布。

（4）檢測(cè)實(shí)時(shí)相電流和中點(diǎn)不平衡電壓，通過(guò)中間相調(diào)制波的分解，可以對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行反饋控制，并可在全范圍消除中點(diǎn)電位的低頻波動(dòng)。

（5）所提出的基于零序注入與調(diào)制波分解的三電平調(diào)制方式，易于編程實(shí)現(xiàn)和控制目標(biāo)轉(zhuǎn)換，具有優(yōu)良性能。

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