黃新波，程文飛，張周熊，石 杰，趙 陽(yáng)

（西安工程大學(xué) 電子信息學(xué)院，陜西 西安 710048）

0 引言

為了預(yù)防電力裝置運(yùn)行中的絕緣故障，電力裝置在投運(yùn)前及運(yùn)行中都需要進(jìn)行嚴(yán)格的絕緣耐壓試驗(yàn)。以往工頻交流試驗(yàn)裝置主要是高壓試驗(yàn)變壓器和電力變壓器，體積和電源容量大，試驗(yàn)裝置笨重，不能自動(dòng)調(diào)頻、調(diào)壓，難以適應(yīng)當(dāng)今大電網(wǎng)、高電壓、高自動(dòng)化的發(fā)展趨勢(shì)[1]。智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置嵌入新型智能調(diào)頻、調(diào)壓算法，利用大功率開關(guān)器件絕緣柵雙極晶體管（IGBT）代替以往的模擬器件逆變產(chǎn)生特高壓試驗(yàn)所需的交流電壓，同時(shí)利用LC串聯(lián)諧振原理使輸出電壓等級(jí)可達(dá)高壓、超高壓級(jí)別。該裝置使工頻交流試驗(yàn)現(xiàn)場(chǎng)調(diào)試更加方便穩(wěn)定，并且有效地保護(hù)了實(shí)驗(yàn)裝置以及測(cè)試品。

1 耐壓試驗(yàn)裝置結(jié)構(gòu)和原理

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)裝置是一種用小容量低電壓的電源獲得高電壓大容量的輸出成套試驗(yàn)裝置，該裝置主要由變頻電源主控器、勵(lì)磁變壓器、電抗器和電容分壓器組成[2]。

試驗(yàn)裝置整體結(jié)構(gòu)如圖1所示，變頻電源主控器輸出幅值為0～400 V、頻率為30～300 Hz的連續(xù)可調(diào)交流電壓信號(hào)[3]。該信號(hào)經(jīng)過(guò)勵(lì)磁變壓器升壓后傳輸給由電抗器和測(cè)試品電容串聯(lián)組成的LC諧振回路。因?yàn)楦邏涸囼?yàn)需要的電壓等級(jí)較高，為了安全及操作方便，采用先調(diào)頻后調(diào)壓的策略，即先用智能矯正器（實(shí)現(xiàn)裝置頻率f的閉環(huán)控制和頻率步長(zhǎng)大小調(diào)節(jié)）智能尋找進(jìn)入諧振狀態(tài)的頻率fn，使回路達(dá)到諧振狀態(tài)，然后再調(diào)節(jié)諧振回路電容電壓的有效值使之達(dá)到期望電壓值，從而獲得高電壓大容量。圖1中L1和L2是高壓電抗器[4]，兩者等效為諧振電抗L。Ch、Cl和Ct分別是電容分壓器高壓臂電容、低壓臂電容和測(cè)試品等效電容，三者等效為諧振電容Ce。

圖1 裝置整體框架圖Fig.1 Overall frame of device

諧振時(shí)，高壓電抗器感抗等于諧振電容容抗，即XC=XL，測(cè)試品兩端電壓值達(dá)到UCt。

其中，U為勵(lì)磁變壓器二次側(cè)輸出電壓；Q為諧振電路的品質(zhì)因數(shù)。

2 智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源主控器硬件設(shè)計(jì)

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源主控器的結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，其主要包括DSP運(yùn)算控制電路（智能調(diào)頻、調(diào)幅控制模塊）、三相全橋不可控整流電路、Buck變換電路、逆變電路、數(shù)據(jù)顯示及人機(jī)交互電路、保護(hù)電路以及通信電路[2]。

圖2 裝置箱體結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure of device cabinet

本裝置運(yùn)用了TI公司的TMS320F28335處理芯片作為核心控制CPU，利用DSP高速運(yùn)算的特性，集成DSP常用的外圍電路，滿足了智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)裝置高穩(wěn)定性、高精確度的要求。DSP產(chǎn)生頻率可調(diào)的SPWM波和占空比可調(diào)的PWM波后，經(jīng)I／O口分別輸送給逆變電路和功率調(diào)節(jié)電路[5]。外部存儲(chǔ)器模塊由DSP控制，主要用于存儲(chǔ)試驗(yàn)的重要設(shè)置以及試驗(yàn)數(shù)據(jù)，使裝置重啟動(dòng)之后無(wú)需重新設(shè)置；輸入模塊直接與DSP相連，用戶可以通過(guò)直接對(duì)DSP輸入命令來(lái)調(diào)節(jié)正弦波的頻率；顯示模塊主要顯示試驗(yàn)電壓、頻率等數(shù)據(jù)，并通過(guò)人機(jī)界面進(jìn)行實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的相關(guān)設(shè)置[6]。

2.1 功率調(diào)節(jié)電路

功率調(diào)節(jié)（Buck變換器）模塊的基本思路就是通過(guò)控制開關(guān)器件的開斷，來(lái)調(diào)節(jié)流過(guò)開關(guān)器件的直流電壓，從而達(dá)到功率調(diào)節(jié)的目的。智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置的電源主回路主要有整流電路、直流傳輸電路、逆變電路以及負(fù)載電路。

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源采用三相不可控的整流電路；逆變電路模塊輸出頻率可調(diào)的正弦波；直流傳輸電路采用直流斬波（Buck電路）方式進(jìn)行功率調(diào)節(jié)，通過(guò)改變PWM波占空比的大小來(lái)調(diào)節(jié)直流輸出電壓。功率調(diào)節(jié)模塊示意圖如圖3所示。

三相不可控整流模塊得到的直流電壓輸入功率調(diào)節(jié)模塊，由DSP生成的占空比可調(diào)的PWM波經(jīng)IGBT驅(qū)動(dòng)模塊來(lái)控制斬波電路中IGBT的關(guān)斷，這樣就可以調(diào)節(jié)輸送給逆變電路的電壓幅值。

圖3 功率調(diào)節(jié)模塊示意圖Fig.3 Schematic diagram of power modulation module

2.2 逆變電路

逆變電路是整個(gè)裝置的核心部分，其穩(wěn)定情況關(guān)系著整個(gè)裝置的安全運(yùn)行和試驗(yàn)數(shù)據(jù)的精度。從購(gòu)買方便、技術(shù)成熟、設(shè)計(jì)簡(jiǎn)化、性能穩(wěn)定等因素考慮，本文采用大功率IGBT作為開關(guān)器件。IGBT的驅(qū)動(dòng)方法主要有以下 3 種[7]。

a.脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)電路：一個(gè)小脈沖經(jīng)過(guò)變壓器后，經(jīng)過(guò)一個(gè)過(guò)保護(hù)電阻開通IGBT的柵極。

b.光耦隔離驅(qū)動(dòng)電路：將PWM波經(jīng)過(guò)小延時(shí)的高速光耦后放大，從而驅(qū)動(dòng)IGBT的柵極。

c.集成驅(qū)動(dòng)模塊：由成品的驅(qū)動(dòng)模塊驅(qū)動(dòng)IGBT，可以提高裝置的可靠性，該類芯片主要有富士的EXB 840、三菱的M57962L等。

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源運(yùn)用集成驅(qū)動(dòng)模塊進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，集成模塊采用美國(guó)國(guó)際整流器公司的IR2110高壓集成電路元件，外圍電路簡(jiǎn)單，性能良好。逆變電路[8-9]如圖4所示，圖中U為Buck電路輸出的電壓，VD1和C2分別是自舉二極管和自舉電容，它們的選擇都有嚴(yán)格的限制。交替開通和關(guān)斷VT1、VT2、VT3、VT4就可以在逆變器的輸出端獲得交變的電壓。IGBT的開斷由DSP產(chǎn)生的SPWM波來(lái)控制，電壓幅值取決于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于 SPWM 波的頻率[10]。

圖4 串聯(lián)諧振逆變電路Fig.4 Circuit of series resonance inverter

2.3 保護(hù)電路

在串聯(lián)諧振電路中，比較難處理的故障是上下橋臂直通，其由負(fù)載短路或者開關(guān)器件因觸發(fā)脈沖而誤動(dòng)作等諸多因素引起。上下橋臂直通短路后，回路的電流在短時(shí)間內(nèi)會(huì)上升到很大的幅值，很快燒毀開關(guān)器件，因此必須附加各種保護(hù)電路。保護(hù)電路分為過(guò)壓保護(hù)電路、過(guò)流保護(hù)電路、欠壓保護(hù)電路和欠流保護(hù)電路等。

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源的過(guò)壓保護(hù)措施有2種[6]：一種是外加吸收電路，另一種是針對(duì)逆變器輸入端電壓設(shè)計(jì)保護(hù)電路。當(dāng)逆變器的輸入端電壓超過(guò)設(shè)定值時(shí)啟動(dòng)保護(hù)電路。本電源裝置采用第2種過(guò)壓保護(hù)方法，具體原理如圖5所示。在逆變器輸入端的濾波電容C兩端，用電阻分壓獲得電壓信號(hào)U2，與LM319負(fù)向輸入端的基準(zhǔn)電壓信號(hào)Ub2相比較。當(dāng)U2大于Ub2（即過(guò)電壓）時(shí)，LM319輸出高電平，使光耦的一次側(cè)導(dǎo)通，二次側(cè)輸出低電平，經(jīng)CD40106B反相后變成高電平的過(guò)電壓信號(hào)U0。

圖5 過(guò)電壓保護(hù)電路Fig.5 Circuit of overvoltage protection

3 智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源主控器軟件設(shè)計(jì)

3.1 軟件流程

智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源的核心算法是SPWM波形生成算法和智能調(diào)頻調(diào)壓算法，裝置的軟件流程和保護(hù)中斷流程如圖6、7所示。結(jié)合圖1可知，裝置對(duì)逆變輸出側(cè)電壓U0以及電容分壓器電壓UC采樣，通過(guò)FFT運(yùn)算得到U0和UC相位。當(dāng)相位相差90°時(shí)，SPWM的頻率等于諧振頻率，此時(shí)外部電抗器與電容器產(chǎn)生諧振，電容分壓UCh達(dá)到最大值，由于Cl較小，UCh≈UCt為勵(lì)磁變壓器輸出電壓的Q倍。

3.2 SPWM波形生成算法

本裝置采用的是對(duì)稱規(guī)則采樣法生成SPWM波[11]，即通過(guò)設(shè)置 DSP 的 T1PR（以定時(shí)器 1 為例）生成三角波與正弦調(diào)制波Ursin ωt相交，由交點(diǎn)處決定SPWM波的脈寬[12]。對(duì)稱規(guī)則采樣法原理見圖8。

假設(shè)三角載波的幅值Uc為單位量1，則正弦調(diào)制波的幅值Ur就是調(diào)制度m。圖8中的三角波和正弦波均是經(jīng)過(guò)向上平移單位量1得到的，與過(guò)橫坐標(biāo)軸得到的結(jié)果一致。利用底點(diǎn)采樣，根據(jù)相似三角形原理，可得關(guān)系式如式（3）所示。

圖6 軟件流程Fig.6 Flowchart of software

圖7 保護(hù)中斷流程Fig.7 Flowchart of protection interrupt

圖8 生成SPWM波形的規(guī)則采樣法Fig.8 Regular sampling method of SPWM wave generation

其中，m為調(diào)制度，0≤m≤1；ω為正弦信號(hào)波角頻率；δ為開通時(shí)刻脈沖寬度；Tc為三角波載波周期。因此可得開通時(shí)刻的脈沖寬度：

其中，N為載波比，2π／N為三角波周期Tc所對(duì)應(yīng)的弧度，k為一個(gè)周期內(nèi)采樣計(jì)數(shù)值。

由以上分析得DSP的比較單元1的比較寄存器CMPR1的值為：

其中，Tt為EVA通用定時(shí)器1的時(shí)鐘周期。

3.3 智能調(diào)頻算法

相對(duì)于通過(guò)FFT計(jì)算相位差來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的方法，智能調(diào)頻主要通過(guò)智能矯正器的控制開關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)[6]。智能矯正器的原理如圖9所示。結(jié)合圖1，通過(guò)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)UCh，并通過(guò)鎖相環(huán)節(jié)計(jì)算出實(shí)時(shí)頻率，把實(shí)時(shí)頻率與頻率設(shè)定值f0相比較得出其差值ef0。設(shè)定閾值P，當(dāng)差值時(shí)，進(jìn)入頻率粗調(diào)環(huán)節(jié)，調(diào)節(jié)步長(zhǎng)為1 Hz；當(dāng)時(shí)，進(jìn)入下一個(gè)微調(diào)環(huán)節(jié)。若分壓UCh達(dá)到最大值，說(shuō)明電路已經(jīng)進(jìn)入諧振，若沒有達(dá)到最大值，則進(jìn)入步長(zhǎng)為0.1 Hz的微調(diào)環(huán)節(jié)。

圖9 智能矯正器原理圖Fig.9 Schematic diagram of intelligent corrector

3.4 智能調(diào)壓算法

傳統(tǒng)PI控制器簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)，在控制領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，但已不適用于智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置，例如快速性和穩(wěn)定性之間的矛盾尤為突出。因此本文提出模糊控制算法和最優(yōu)非線性PI控制相結(jié)合的方法來(lái)增強(qiáng)裝置的控制性能[6]。模糊最優(yōu)非線性PI控制環(huán)節(jié)，實(shí)現(xiàn)模糊控制和最優(yōu)控制等算法，提出的模糊最優(yōu)調(diào)幅控制策略，在大偏差范圍內(nèi)采用模糊控制，以獲得更好的瞬態(tài)性能；在小偏差范圍內(nèi)采用最優(yōu)非線性PI控制。這樣使本裝置的調(diào)壓算法兼顧快速性和穩(wěn)定性。

4 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)分析

高壓容性設(shè)備現(xiàn)場(chǎng)耐壓試驗(yàn)應(yīng)該優(yōu)先選用工頻試驗(yàn)[13]，而智能型高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置的頻率調(diào)節(jié)范圍是30～300 Hz。所以為了將試驗(yàn)頻率盡可能限制在50 Hz左右且滿足容值不同的容性設(shè)備，電抗器采用多臺(tái)并聯(lián)和串聯(lián)的靈活連接方式。裝置運(yùn)行穩(wěn)定，易于調(diào)節(jié)。具體組合方式見表1。

表中以額定電壓10kV、橫截面積300 mm2的XLPE電纜試驗(yàn)為例。由于電纜長(zhǎng)度與容值成正比關(guān)系，所以根據(jù)不同的電纜長(zhǎng)度選擇不同組合方式的電抗器，這樣保證了在試驗(yàn)頻率盡可能接近工頻的情況下，試驗(yàn)電流可以有明顯的變化。

表1 XLPE電纜試驗(yàn)參數(shù)配置Tab.1 Parameter configuration for testing XLPE cable

110kV開關(guān)實(shí)驗(yàn)設(shè)備試驗(yàn)參數(shù)配置為：8臺(tái)電抗器串聯(lián)，從而使開關(guān)實(shí)驗(yàn)設(shè)備在工頻附近諧振；感抗、額定電流和額定電壓分別為1040 H、1 A、216kV，測(cè)試品電容為0.01 μF，試驗(yàn)頻率為49 Hz，試驗(yàn)電流為0.6 A。220kV電力變壓器中性點(diǎn)耐壓試驗(yàn)參數(shù)配置為：7臺(tái)電抗器串聯(lián)，感抗、額定電流、額定電壓分別為 910 H、1 A、189kV，變壓器電容量為 0.03 μF，試驗(yàn)頻率為30 Hz，試驗(yàn)電流為0.9 A。

5 結(jié)語(yǔ)

本高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置以DSP芯片作為核心控制電路。通過(guò)DSP芯片產(chǎn)生占空比可調(diào)的PWM波和頻率可調(diào)的SPWM波分別控制功率調(diào)節(jié)模塊和逆變模塊，從而產(chǎn)生幅值和頻率可調(diào)的交流電。該交流電經(jīng)勵(lì)磁變壓器后傳輸給諧振電路，DSP對(duì)諧振時(shí)電路的電壓、電流信號(hào)進(jìn)行采集和處理，最后將得到的數(shù)據(jù)傳送回研究中心。該裝置由變頻電源主控器、勵(lì)磁變壓器、電抗器和電容分壓器等部分組成，它們便于拆卸、方便運(yùn)輸，解決了以往裝置體積龐大、維護(hù)困難等問(wèn)題。同時(shí)裝置采用智能調(diào)頻調(diào)壓算法，縮短了調(diào)節(jié)時(shí)間、減小了超調(diào)量，使裝置輸出動(dòng)態(tài)性能得到了提高。本裝置既能滿足現(xiàn)場(chǎng)試驗(yàn)，也能應(yīng)用于工廠和實(shí)驗(yàn)室；既能適用于電纜設(shè)備，也能推廣應(yīng)用于GIS等其他容性設(shè)備[8-10]，因而具有重要意義。