應鵬魁 吳樂南

(東南大學信息科學與工程學院，南京 210096)

一種新的MPPSK調(diào)制解調(diào)器實現(xiàn)結構

應鵬魁 吳樂南

(東南大學信息科學與工程學院，南京 210096)

為了簡化多元位置相移鍵控(MPPSK)接收機的結構并提升其解調(diào)性能，給出了一種MPPSK調(diào)制器的實現(xiàn)結構，并提出了一種全新的基于沖擊濾波多路判決的MPPSK解調(diào)器實現(xiàn)結構.該解調(diào)器結構先對沖擊濾波器的輸出信號取絕對值并進行低通濾波處理，再將得到的沖擊包絡通過由不同位同步信息控制的抽樣判決器，將判決結果疊加，即可得到最終的符號序列.仿真結果表明，與基于鎖相環(huán)的解調(diào)器結構相比，該解調(diào)器的結構更簡單，解調(diào)性能更好.隨著進制數(shù)的增大，MPPSK調(diào)制信號功率譜的邊帶線譜逐漸降低甚至消失，從而緊縮了信號功率譜，降低了鄰道干擾，提高了頻譜利用率.因此，在加性高斯白噪聲信道條件下，該實現(xiàn)結構具有較強的應用優(yōu)勢.

MPPSK調(diào)制;多路判決;同步;抽樣;鎖相環(huán);功率譜

高速增長的無線多媒體業(yè)務對信號傳輸帶寬提出了越來越高的要求.將傳統(tǒng)的二進制相移鍵控(binary phase shift keying，BPSK)調(diào)制擴展為不對稱的EBPSK調(diào)制，是提高頻譜利用率的一種新嘗試［1-2］.雖然 EBPSK 調(diào)制波形中的符號“0”和“1”均含有N個正弦載波周期，但符號“1”的調(diào)相區(qū)間只含有K個載波周期.由于K＜N，故EBPSK是不對稱調(diào)制，且符號“1”的相位跳變一般固定在符號的起始位置，每個符號只能攜帶1 bit信息.將EBPSK與脈沖位置調(diào)制相結合，可得到多元位置相移 鍵 控 (M-ary phase position shiftkeying，MPPSK)［3］或類似的隨機脈位鍵控(random pulse position keying，RPPK)［4］調(diào)制，進一步提高了頻譜利用率.

本文研究了基于沖擊濾波多路判決的MPPSK調(diào)制解調(diào)器(MODEM)的實現(xiàn)結構.仿真結果表明，與基于鎖相環(huán)的MPPSK［3］相比，該解調(diào)器的解調(diào)效果更優(yōu)，實現(xiàn)更為簡單.

1 MPPSK調(diào)制

與EBPSK調(diào)制相比，在MPPSK調(diào)制中，采用M進制信息符號直接控制正弦載波的相位跳變時刻在每個碼元周期中的位置.不考慮幅度調(diào)制，一個碼元周期［0，NT］內(nèi)的MPPSK調(diào)制信號可表示為

式中，k=0，1，…，M －1為實際發(fā)送的符號，共有M ＞2種取值;ωc為載波角頻率;T=2π/ωc為載波周期;rg為符號保護間隔控制因子，且0≤rg＜1.M，K，N，θ，rg共同組成了改變信號帶寬、傳輸效率和解調(diào)性能的調(diào)制參數(shù)［3］.不難得出，當 M=2，rg=0時，式(1)即退化為EBPSK調(diào)制的統(tǒng)一表達式，因此EBPSK調(diào)制是MPPSK調(diào)制的一個特例.

2 調(diào)制器結構

全數(shù)字化MPPSK調(diào)制器可由包含M個符號采樣值的查找表和數(shù)模轉換器(DAC)組成［3］.其實現(xiàn)方法為:在M進制序列的控制下選擇相應的波形樣本，經(jīng)DAC轉換成已調(diào)制的模擬信號(見圖1).這種調(diào)制器實現(xiàn)方法雖然原理簡單，但查找表存儲的波形樣本數(shù)不僅與進制數(shù)M有關，還與采樣率有關，隨著M或采樣率的增大，查找表的存儲空間也相應增大.因此，本文采用如圖2所示的模數(shù)混合方式實現(xiàn)MPPSK調(diào)制器.圖中，fc=1/T為載波頻率;τ=KT為相位跳變的載波持續(xù)時間，即調(diào)制區(qū)間.信息序列用于選擇電子開關，低電平時電子開關撥向S0，高電平撥向S1.符號“0”對應的信息序列全是低電平，其余M－1個符號對應的高電平出現(xiàn)在一個符號內(nèi)的不同位置.

圖1 查表方式產(chǎn)生MPPSK調(diào)制信號框圖

圖2 開關方式產(chǎn)生MPPSK調(diào)制信號框圖

按照圖2實現(xiàn)MPPSK調(diào)制器的前提是產(chǎn)生所需的信息序列(見圖3).M進制信源發(fā)生器隨機產(chǎn)生M進制信息序列，在與頻率為符號速率、占空比為K/N的抽樣脈沖相乘后分為M－1路，每路經(jīng)過不同延時后疊加的結果即為圖2中的信息序列.各路信息序列的具體延時已由式(1b)定義，在1≤k≤M－1的前提下:k=1時，該路無延時;k=2時，該路相位跳變延時KT;k=3時，該路相位跳變延時2KT;以此類推，k=M－1時，該路相位跳變延時(M－2)KT.各路信息序列疊加后便可獲得τ所對應的高電平出現(xiàn)位置受原始符號控制的信息序列(即圖2中的信息序列).

圖3 產(chǎn)生信息序列框圖

在圖1方案中，DAC的最高轉換速率直接決定了MPPSK調(diào)制信號的載波頻率，即限定了系統(tǒng)的傳輸碼率.按照圖2和圖3方式實現(xiàn)的MPPSK調(diào)制不僅可省去較為昂貴的高速高精度DAC，還可獲得更高的傳輸碼率.

3 解調(diào)器結構

文獻［3］利用鎖相環(huán)鑒相器實現(xiàn)了對于MPPSK調(diào)制信號的解調(diào).由文獻［3，5］的仿真結果可知，利用沖擊濾波器［5］對EBPSK信號進行解調(diào)，可以取得更好的誤比特率(BER)性能［6-7］.因此，本文采用基于沖擊濾波器的MPPSK解調(diào)方法.沖擊濾波器是一類特殊的IIR帶通濾波器，其中心頻率具有極窄的陷波-選頻特性，使得EBPSK調(diào)制信號的濾波輸出波形在符號“1”的相位跳變處產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調(diào)幅沖擊，據(jù)此可進行檢測判決.以單零點-3極點的沖擊濾波器為例，其傳遞函數(shù)為

式中

將式(1)表示的MPPSK調(diào)制信號經(jīng)過式(2)表示的沖擊濾波器，對沖擊濾波器的輸出取絕對值并進行低通濾波處理，將得到的沖擊包絡分為M－1路，分別進行抽樣判決(見圖4).第1路判決器只負責區(qū)分符號“1”，即將位同步脈沖對準符號“1”沖擊包絡的最高處，使得該位同步脈沖對符號“1”的抽樣值必然大于對M－1種符號(包含符號“0”)的抽樣值，因此抽樣判決器1將符號“1”判為1，將其余M－1種符號判為0，即得到了一路判決信息.同理，其余M－2路判決器按照同樣的方式區(qū)分出其對應的符號，再各自乘以所對應的增益后進行疊加，即可得到最終的判決輸出，即M進制信息序列.

圖4 MPPSK解調(diào)器框圖

由于各非零符號產(chǎn)生的沖擊包絡峰值的相對位置是已知的，雖然圖4中包含M－1路抽樣判決器，但事實上只需獲得抽樣判決器1的位同步信息即可，其余M－2路抽樣判決器的位同步信息全部可由第1路的位同步信息經(jīng)適當延時獲得.例如，在K=2、采樣頻率fs與載波頻率fc之比為10時，根據(jù)式(1b)可知，符號“1”在第1，2個載波發(fā)生相位跳變，符號“2”在第3，4個載波發(fā)生相位跳變.也就是說，符號“1”和“2”之間的沖擊包絡峰值相差2個載波周期的采樣點數(shù)，即K(fs/fc)=20.因此，只需將第1路抽樣判決器的位同步信息延時t=20×(1/fs)即可得到第2路的位同步信息.其余各路的位同步信息均可類似獲得.

4 仿真結果與分析

下面通過仿真實驗來驗證上述MPPSK調(diào)制解調(diào)方法的可行性與有效性.為簡單起見，仿真參數(shù)設置為:K=2，N=20，M=4，rg=0，θ=π，fc=10 MHz，fs/fc=10，碼率為(fc/N)logM=1 Mbit/s.與包含相同參數(shù)的EBPSK調(diào)制相比，4PPSK調(diào)制信息的碼率提升了1倍.仿真實驗采用AWGN信道.

圖5(a)為4進制信源序列中的4個符號{3，2，1，0};圖5(b)為圖2中所需的信息序列;圖5(c)為按照圖2方法采用該信息序列產(chǎn)生的4PPSK調(diào)制信號.從圖中可以看出，由圖5(b)得到的4PPSK調(diào)制信號的調(diào)制過程與EBPSK調(diào)制［8］類似，不同之處只是對原始多進制序列的預處理過程.

圖5 信源、信息序列及4PPSK調(diào)制信號

圖6比較了相同調(diào)制參數(shù)條件下EBPSK和4PPSK調(diào)制信號的功率譜.由圖可見，4PPSK調(diào)制信號功率譜中的線譜明顯受到抑制，且能量更加集中在載頻附近.究其原因是在發(fā)送非零符號時，調(diào)相位置的隨機性降低或消除了邊帶線譜.

圖6 2種調(diào)制信號功率譜的比較

為了驗證以上分析的正確性，另選如下3組調(diào)制參數(shù)對MPPSK調(diào)制信號功率譜進行仿真:①K=1，N=32，M=16;② K=1，N=32，M=32;③ K=2，N=32，M=16.結果見圖 7.第 1，2 組調(diào)制參數(shù)的區(qū)別僅在于M值不同，其非零符號分別可有15和31個相位跳變位置.顯然，第2組參數(shù)對應的MPPSK調(diào)制信號的隨機性更大.因此，除了載頻外，該調(diào)制信號的線譜幾乎全被消除，同樣第1組參數(shù)對應的MPPSK調(diào)制信號線譜也大大降低.第1，3組參數(shù)的區(qū)別僅在于K值不同，而K值影響的是功率譜主瓣和旁瓣的寬度［9］，隨著K值的增大，功率譜主、旁瓣寬度變窄，而主瓣和近鄰旁瓣電平略有上升.

圖8為沖擊濾波器輸出及其沖擊包絡.由圖可知，不同非零符號產(chǎn)生的沖擊包絡在一個符號內(nèi)的相對位置是不同的，符號“1”產(chǎn)生的沖擊包絡最靠近符號的起始位置，符號“2”次之，符號“3”最遠，符號“0”則不產(chǎn)生沖擊.而且通過分析可知，不同非零符號產(chǎn)生的沖擊包絡在各自符號區(qū)間內(nèi)的相對位置是有關聯(lián)的.

圖9(a)和(b)分別為4進制信源序列中的5個符號{2，1，0，3，0}及其對應的沖擊包絡;圖 9(c)為第1路抽樣判決器的位同步信息，其脈沖高電平對準符號“1”沖擊包絡的最高處，該脈沖對沖擊包絡取抽樣值，得到的序列為{30，92，24，24，24}，可見通過門限判決足以將符號“1”與其余3種符號區(qū)分開來，得到本路的判決信息.將該位同步信息延時20個采樣值后，按照同樣的方式來區(qū)分符號“2”，得到第2路判決信息;將該位同步延時40個采樣值后，按照同樣的方式來區(qū)分符號“3”，得到第3路判決信息.最后，按照圖4所示方法將各路判決信息乘以各自的增益后疊加，即可得到最終的判決輸出.

圖7 不同調(diào)制參數(shù)下MPPSK調(diào)制信號功率譜的比較

圖8 沖擊濾波器輸出及沖擊包絡

圖10為相同參數(shù)下3種調(diào)制解調(diào)方式的誤碼率曲線.由圖可見，采用本文方法所得的解調(diào)效果令人滿意.當誤碼率為10－4時，采用本文方法得到的解調(diào)性能較EBPSK低約3 dB，但信息速率提升了1倍.這意味著4PPSK和EBPSK傳送每位信息所需的信噪比相同，而本文方法得到的信噪比較鎖相環(huán)解調(diào)低約9 dB.

圖9 信源、沖擊包絡及第1路位同步信息

圖10 誤碼率曲線

5 結論

1)將頻率為符號速率、占空比為K/N的抽樣脈沖與原始信源序列相乘，并將不同分路經(jīng)過不同延時后疊加，即可獲得MPPSK調(diào)制信號.

2)接收信號經(jīng)沖擊濾波后采用多路判決器獲得最終輸出.與基于鎖相環(huán)的解調(diào)器相比，該解調(diào)器的結構更簡單，解調(diào)性能更好.

3)進制數(shù)M的增大可使發(fā)送非零符號時相位跳變出現(xiàn)隨機變化，從而降低甚至消除了邊帶線譜，緊縮了MPPSK調(diào)制信號的功率譜，降低了鄰道干擾，提高了頻譜利用率.

4)在通信系統(tǒng)中，位同步信息的提取尤為重要，它將直接影響系統(tǒng)的解調(diào)性能.仿真實驗中采用的第1路位同步信息為理想位同步，其余則由第1路位同步信息經(jīng)不同延時獲得.因此，第1路位同步信息的提取是今后研究的重點內(nèi)容之一.

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New scheme of MPPSK modem

Ying Pengkui Wu Lenan
(School of Information Science and Engineering，Southeast University，Nanjing 210096，China)

In order to simplify the structure of the M-ary phase position shift keying(MPPSK)receiver and enhance the demodulation performance，an implementation scheme of the MPPSK modulator is proposed，and a novel scheme of the MPPSK demodulator which uses the multi-path discrimination based on the output of impacting filter is put forward.Firstly，for the output of the impacting filter，the absolute value is taken and the low-pass filtering is done.Secondly，the output envelope of the low-pass filter is put into sample discriminators controlled by different bit synchronization.Finally，the discriminator results are added and the final symbol sequence is obtained.The simulation results indicate that this scheme is simpler and the demodulation performance is better than that based on phase locked loop.With the increase of the hexadecimal number，the line spectrum components in the power spectrum of the MPPSK modulated signal become lower and even disappear，which tightens the power spectrum of the MPPSK modulated signal，reduces the adjacent-channel interference and improves the frequency spectrum utilization.Therefore，this implementation structure has a strong application advantage in the additive white Gaussian noise channel.

M-ary phase position shift keying(MPPSK)modulation;multi-path discrimination;synchronization;sample;phase locked loop;power spectrum

TN919.6

A

1001－0505(2012)02-0204-05

10.3969/j.issn.1001 －0505.2012.02.002

2011-08-19.

應鵬魁(1987—)，男，碩士生;吳樂南(聯(lián)系人)，男，博士，教授，博士生導師，wuln@seu.edu.cn.

國家高技術研究發(fā)展計劃(863計劃)資助項目(2008AA01Z227)、國家自然科學基金資助項目(60872075).

應鵬魁，吳樂南.一種新的MPPSK調(diào)制解調(diào)器實現(xiàn)結構［J］.東南大學學報:自然科學版，2012，42(2):204-208.［doi:10.3969/j.issn.1001 －0505.2012.02.002］