易 淼

（1.宜春學院物理與工程技術(shù)學院,江西 宜春 336000;2.桂林電子科技大學信息與通信學院,廣西 桂林 541004）

0 引言

無線城域網(wǎng)（Wimax）指的是無線通信網(wǎng)路覆蓋范圍大于無線局域網(wǎng)的一種無線通信技術(shù),在IEEE802下設IEEE802.16來負責城域網(wǎng),其中的IEEE802.16d是固定寬帶無線接入系統(tǒng)的標準。

在IEEE802.16d系統(tǒng)中,系統(tǒng)高速采樣而導致循環(huán)前綴的長度小于無線信道的最大多徑時延時,當采用基于導頻輔助的信道估計,需要消除接收端的ICI和ISI的干擾,否則信道估計性能十分不理想。一種有效的時域方法是對長時延擴展信道進行時域均衡壓縮,使無線信道的多徑時延長度小于循環(huán)前綴CP的長度。但壓縮后的有效信道沖激響應在頻譜上會出現(xiàn)零陷點,而且算法收斂較慢,需要大量訓練序列,不適合在IEEE802.16d系統(tǒng)中應用,可從頻域來消除干擾,即尋求一頻域干擾消除矩陣,但同時也帶來了太大的額外復雜度,實用價值不大。

該文提出了一種用IEEE802.16d系統(tǒng)前導碼的特殊時域結(jié)構(gòu)來消除干擾的簡易信道估計算法。

1 CP不足對信道估計性能的影響

OFDM系統(tǒng)導頻信道估計模型如圖1所示。

圖1 OFDM系統(tǒng)基于導頻信道估計模型圖

記Pi=[0i,0…0i,NO-1pi,0,…,pi,Nu-10i,0…0i,NO-1],為第i個導頻符號,其中NO為系統(tǒng)保護帶虛載波數(shù),Nu為有用子載波數(shù)。若N為總載波數(shù),則有N=Nu+2No。經(jīng)過N點IFFI后導頻的時域為Pi=FHPTi,其中F為N維傅里葉反變換單位矩陣。在加上長度為V的CP并經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后,OFDM符號通過屬加性高斯白噪聲序列影響的多徑衰落信道。記h=[h0,h1,…h(huán)L]T表示長度為L的信道沖擊響應。

在接收端,串并轉(zhuǎn)換后CP被除去。FFT之前的導頻時域接收信號向量可表示為:

HCIRC、HICI和HISI均為N×N的矩陣。它們分別由式（2）、式（4）和式（5）給出,其中E=L-V-1。從式（3）可以看出,若V不小于L,則干擾矩陣HICI和HISI為:

均為零矩陣,此時就無ISI和ICI的干擾,采用適當?shù)男诺拦烙嬎惴ň涂梢院軠蚀_地得到被估計信道。但當V小于L即CP不足時,殘余ISI導致的當前符號內(nèi)的ICI和前一個符號帶來的ISI會影響接收端的導頻信號,此時不管采用何種估計算法都很難準確估計出信道。

2 固定接入Wimax中CP不足時的信道估計

2.1 干擾的消除

固定接入Wimax系統(tǒng)的信道估計主要采用基于導頻的頻域信道估計,導頻利用前導碼中的2個特殊OFDM訓練數(shù)據(jù)。從式（1）可看出,當CP不足時接收端導頻信號的干擾來自該式右邊的第2項和第3項,若能抑制該2項的影響,則干擾就可完全消除。容易看出最理想的消除ICI和ISI就是使

從式（4）和式（5）可得出:

即第1個導頻OFDM符號在時域從任何時刻開始的V個采樣值需與第2個導頻OFDM符號中滯后V個采樣間隔時間的V個采樣值相等。圖2為前導碼中2個特殊OFDM導頻符號時域結(jié)構(gòu)所需滿足的條件示意圖（其中P表示一任意的采樣時刻）。

圖2 固定接入Wimax中無干擾信道估計前導碼時域結(jié)構(gòu)圖

為了盡最大可能無ISI和ICI的干擾,系統(tǒng)循環(huán)前綴一般取最大值1/4,即64個采樣間隔的時間（V=64）。而該系統(tǒng)前導碼中的第1個特殊OFDM符號在時域剛好為4個64重復的樣值序列,其時域結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

圖3 前導碼中第1個OFDM符號的時域結(jié)構(gòu)圖

應用此前導OFDM符號在時域特殊的樣值結(jié)構(gòu)便可很方便構(gòu)得該系統(tǒng)下CP不足時無干擾信道估計的前導碼形式,即只需發(fā)送2個連續(xù)該特殊的OFDM符號作為系統(tǒng)導頻估計的前導碼,在接收端便可完全消除干擾。

2.2 信道估計

該文應用的信道估計算法為常用的LS算法和LMMSE算法。

2.2.1 LS算法

若假設H為信道的頻域響應向量,X和Y分別為發(fā)送和接收信號向量的頻域表示,n為高斯白噪聲,則有Y=XH+n。則:

2.2.2 LMMSE算法

3 仿真結(jié)果

參照IEEE802.16d標準,仿真所用的OFDM系統(tǒng)采用256個子載波（N=256）,其中55個空閑子載波,1個直流子載波,200個數(shù)據(jù)子載波。采用16QAM調(diào)制,系統(tǒng)帶寬BW=20MHz,循環(huán)前綴CP取最大值1/4。多徑信道為SUI4信道,其最大多經(jīng)時延為4μs,取仿真幀長為0.5ms,每幀中的開頭為一個符合上文要求的前導估計頭,后續(xù)的OFDM符號傳輸數(shù)據(jù)。

圖4為LS算法的均方差比較圖,由于此時OFDM符號的1/4循環(huán)前綴時間小于SUI4的最大多徑時延,系統(tǒng)存在ISI和ICI的干擾,誤差很嚴重。從圖中能清晰地看出采用該文的前導碼形式后能很好地降低均方誤差,估計的信道信息更接近真實信道。圖5為分別采用上文所述的2種信道估計算法系統(tǒng)性能比較圖,從圖中可以看出當系統(tǒng)存在干擾時,不管是采用LS還是LMMSE,性能都很不理想,無法滿足系統(tǒng)的性能要求。但當應用該文的方法消除干擾后兩者的性能都大大改善,LMMS算法由于不易受噪聲的影響性能更優(yōu)越。

圖4 20MHz帶寬SUI4下估計均方差比較

圖5 20MHz帶寬 SUI4下算法的性能比較

4 結(jié)束語

給出了固定Wimax接入系統(tǒng)中在高速非視距環(huán)境下一種消除干擾的簡易信道估計方法,仿真結(jié)果表明采用該方法后可以在保證高傳輸速率的前提下仍能準確地估計信道信息,并且這種方法充分利用了Wimax無線幀的資源,沒有增加系統(tǒng)資源開銷,因此有很大的現(xiàn)實參考價值。

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