鄭文兵

（上海電力學(xué)院電力與自動(dòng)化工程學(xué)院，上海 200090）

12 V鉛酸蓄電池是我國電力系統(tǒng)中使用量較大的一種蓄電池，由12 V鉛酸蓄電池組構(gòu)成的110 V或220 V中小容量直流系統(tǒng)普遍存在電池老化、特性不均衡等問題，大大縮短了電池的壽命，影響了電力系統(tǒng)的安全可靠運(yùn)行.另外，廢棄的鉛酸蓄電池也對(duì)環(huán)境造成了很大污染.目前，通常的解決辦法是對(duì)由12 V鉛酸蓄電池組進(jìn)行活化處理，即對(duì)整個(gè)蓄電池組不斷進(jìn)行恒電流充放電，直至鉛酸蓄電池的特性恢復(fù)正常為止.在這一過程中，依靠由高頻開關(guān)電源構(gòu)成的整流器可以較好地實(shí)現(xiàn)恒電流充電，但放電卻需依靠直流電阻實(shí)現(xiàn).由于在放電過程中蓄電池組的直流電壓不斷下降，它不可能實(shí)現(xiàn)恒電流放電，因此蓄電池組活化效果很不好，而且還伴隨有大量的功率損耗（由直流電阻造成）.由12 V鉛酸蓄電池組構(gòu)成的110 V或220 V中小容量直流系統(tǒng)的容量最大，約為200 AH，即每節(jié)電池最大約為12 V 200 AH.活化電流約為20 A.活化功率約為12 V×20 A=240W.因此，用一個(gè)具有恒電流放電特性的逆變電源來對(duì)單個(gè)12 V鉛酸蓄電池進(jìn)行活化處理具有非常重大的現(xiàn)實(shí)意義.

為了實(shí)現(xiàn)節(jié)能目標(biāo)，在放電時(shí)必須將12 V鉛酸蓄電池所儲(chǔ)存的電能放回交流系統(tǒng)中，而該逆變電源的輸入側(cè)是直流系統(tǒng)，輸出側(cè)是交流系統(tǒng)，輸入輸出不共地，因此該逆變電源需要隔離.此外，要實(shí)現(xiàn)恒電流放電特性，就需要將逆變電源輸出側(cè)接入380 V三相交流系統(tǒng)中，因?yàn)橹挥腥嘟涣飨到y(tǒng)才能實(shí)現(xiàn)恒電流特性.文獻(xiàn)［1］至文獻(xiàn)文獻(xiàn)［6］提出采用全橋DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)逆變電源的隔離;文獻(xiàn)［7］提出可以用三相全橋DC/ AC周波變換器實(shí)現(xiàn)正弦波逆變.文獻(xiàn)［8］介紹了一種全新的數(shù)字信號(hào)處理器（DSP） TMS320F28035，它能完全滿足DC/DC變換器和三相DC/AC正弦波逆變器裝置的控制要求.

1 200W正弦波逆變電源的主電路設(shè)計(jì)

200 W正弦波逆變電源的主電路采用如圖1所示的全橋高頻逆變器，它由全橋DC/DC變換器和全橋DC/AC周波變換器級(jí)聯(lián)而成.全橋DC/ DC變換器由S1～S4等功率開關(guān)組成，全橋DC/ AC周波變換器由S5～S10等功率開關(guān)組成.前級(jí)的全橋DC/DC變換器先將蓄電池的直流電壓以恒流放電的方式，經(jīng)過高頻變壓器變換成隔離的500 V的高壓后送到全橋DC/AC周波變換器的直流母線上，再將其變換成所需要的穩(wěn)定正弦交流輸出電壓.全橋DC/DC變換器與全橋DC/AC周波變換器之間采用高頻變壓器隔離.

圖1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 全橋DC/DC變換器元器件參數(shù)選擇

由于全橋DC/DC變換器的輸入側(cè)為12 V的蓄電池，因此功率開關(guān)S1～S4可選用50 V和50 A，型號(hào)為RFP50N05L的低壓低阻的大電流MOSFET功率開關(guān)，電感Ld為2 mH的平波電感，阻擋電容Cb用于隔直，防止高頻變壓器飽和，可選用容量為0.1μF的安規(guī)電容.C1和C2為緩沖電容，可選用容量為0.04μF的無感電容.

1.2 全橋DC/AC周波變換器元器件參數(shù)選擇

由于三相全橋DC/AC周波變換器的輸入側(cè)為500 V的直流電壓，因此功率開關(guān)S5～S10可選用900 V和1.7 A小電流、型號(hào)為IRFBF20PBF的MOSFET功率開關(guān)，由三相電感Lf和電容Cf組成交流濾波器，Lf為1.2 mH，Cf為3μF.直流母線上的電容C0起濾波和緩沖作用，由兩個(gè)400 V和470μF電容串聯(lián)組成，并帶有均壓電阻.

1.3 高頻變壓器的設(shè)計(jì)

高頻變壓器的設(shè)計(jì)方法是先求出磁芯窗口面積AW與磁芯有效截面積Ae的乘積AP（AP=AW× Ae，稱磁芯面積乘積），然后根據(jù)AP值，查表找出所需磁材料的編號(hào).本文選用EE65的鐵氧體磁芯，工作頻率為20 kHz.變壓器原副邊采用直徑為0.15 mm的多股漆包線，變比為5∶250（匝）.

2 DC/DC變換器的工作模式

為了降低由S1～S4功率開關(guān)、變壓器，以及D1和D2組成的全橋DC/DC變換器的功率損耗，采用一種叫做“全橋相移ZVZCS技術(shù)”的新型軟開關(guān)技術(shù)，其特點(diǎn)是：滯后橋臂的開關(guān)管S3和S4實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，并不再并聯(lián)電容，以避免開通時(shí)電容釋放的能量加大造成損耗;領(lǐng)先橋臂仍和以前一樣，利用開關(guān)管S1和S2上面并聯(lián)電容C1和C2的方法實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)狀態(tài)（ZVS），以提高整個(gè)電路的效率.

為了使滯后臂上的兩個(gè)開關(guān)管以零電流方式工作，必須對(duì)主電路進(jìn)行改動(dòng).當(dāng)超前橋臂的開關(guān)管S1關(guān)斷、S2的二極管續(xù)流時(shí)，變壓器兩端電壓為零，變壓器原副邊電路獨(dú)立，變換器工作在零狀態(tài)，此時(shí)原邊電流IP處于自由狀態(tài)，并開始減小.為了保證在零狀態(tài)時(shí)原邊的電流減小到零，必須在漏感上加一個(gè)反電壓，使電路中的電流迅速減小，因此只要在原邊加入一個(gè)阻斷電壓源VX即可.當(dāng)原邊電流IP正向流過時(shí)，該電壓極性為正;當(dāng)IP反向流過時(shí)，該電壓極性為負(fù).通過加入這一阻斷電壓源就可使原邊電流衰減到零.

阻斷電壓源最簡(jiǎn)單的方法就是用一個(gè)電容Cb來實(shí)現(xiàn).當(dāng)斜對(duì)角的兩只開關(guān)管S1和S4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，IP給Cb充電;當(dāng)斜對(duì)角的兩只開關(guān)管S2和S3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，IP給Cb放電.而在零狀態(tài)時(shí)，電容Cb的電壓保持不變，其極性剛好與IP相同，起到給IP復(fù)位的作用.

ZVZCS變換器的基本拓樸結(jié)構(gòu)如圖2所示.

圖2 ZVZCS變換器的基本拓樸結(jié)構(gòu)

這種新型變換器每半個(gè)周期有6個(gè)工作模式，工作波形如圖3所示，每管的占空比約為50%.

圖3 全橋移相ZVZCS變換器工作過程波形

2.1 拓?fù)渥儞Q1（t0，t1）

當(dāng)t=t0時(shí)，S1和S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，D5也導(dǎo)通，變壓器初級(jí)電流為正，輸入功率通過變壓器輸出.在t1≥t≥t0時(shí)刻內(nèi)，飽和電感一直處于飽和狀態(tài).其等效電路如圖4所示.

圖4 拓?fù)渥儞Q1等效電路

設(shè)開始電流值為I0，阻擋電容的峰值電壓為Ucbm.

2.2 拓?fù)渥儞Q2（t1，t2）

當(dāng)t≥t1時(shí)，電路工作就進(jìn)入模式2.在此期間，S1截止，S4和D5繼續(xù)維持導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器初級(jí)電流仍然為正，此時(shí)對(duì)C1充電，對(duì)C2放電，與之發(fā)生諧振，最終使S2的電壓為零，并通過S2續(xù)流.在t=t2時(shí)刻，S2零電壓開通.其等效電路如圖5所示.

圖5 拓?fù)渥儞Q2等效電路

其初始條件為：Uc1（t1）=0，Uc2（t1）=Uin，Ip（t1）=Ip（t0）=I1.根據(jù)此時(shí)電路的拓?fù)鋱D可推導(dǎo)出此模式中的變壓器初級(jí)電流和電容的電壓方程如下（因?yàn)榇藭r(shí)間極短并且Cb比C1和C2大的多，故設(shè)Ucb1的值不變）.

當(dāng)t≥t1時(shí)，則有：

2.3 拓?fù)渥儞Q3（t2，t3）

當(dāng)Uc2（t）=0時(shí)，D2開始導(dǎo)通，此時(shí)S2可以以零電壓方式開通.因?yàn)镈2開始導(dǎo)通后S2被開通，但S2中并沒有電流流過，IP是由D2流過，所以S2是零電壓開通.S2和S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間為td＞（t2－t1），即td＞2CUin/I1，只要死區(qū)時(shí)間能滿足這一條件，那么S2就可以零電壓方式開通，否則就會(huì)在開關(guān)管上有較大的損耗.由于D2導(dǎo)通后D5和D6均處于導(dǎo)通狀態(tài)，Uab=0，此時(shí)初級(jí)電流在變壓器初級(jí)回路中處于自由運(yùn)行狀態(tài)，Ls仍然處于飽和狀態(tài).在此期間Ucb（t）完全加在Lk上.

其電路拓樸圖如圖6所示.

圖6 拓?fù)渥儞Q3等效電路

其初始條件為：Ucb（t2）近似等于Ucb1，IP（t2） =I2.由此可得：

當(dāng)t=t3，電路中的電流減小為零時(shí)，將結(jié)束該模式進(jìn)入下一個(gè)工作狀態(tài).

由于主回路中只有變壓器的漏感存在，因此阻擋電壓Ucb迅速將主回路的電流IP回復(fù)到零.飽和電感Ls退出飽和狀態(tài)，呈現(xiàn)出很大的電感量.

2.4 拓?fù)渥儞Q4（t3，t4）

當(dāng)主回路中的電流減小到零時(shí)，電流繼續(xù)向反方向增加，但主電路中的電流被保持在零狀態(tài)，因?yàn)榇藭r(shí)飽和電感已經(jīng)退出飽和狀態(tài)變?yōu)椴伙柡?，呈現(xiàn)一個(gè)遠(yuǎn)大于漏感Lk的電感量以阻擋反向電流的增加，因此阻擋電容上的電壓完全加在飽和電感上.此時(shí)的等效電路圖如圖7所示.阻擋電容上的電壓保持不變，S4仍導(dǎo)通，但由于主電路中沒有電流流過，所以開關(guān)管S4中的電流為零.

圖7 拓?fù)渥儞Q4等效電路

2.5 拓?fù)渥儞Q5（t4，t5）

在t4時(shí)刻，開關(guān)管S4關(guān)斷，此條件為零電流狀態(tài)下關(guān)斷.經(jīng)過一個(gè)死區(qū)時(shí)間后開關(guān)管S3開通.此時(shí)阻擋電容上的電壓不變，主電路中的電流仍為零.其等效電路如圖8所示.

圖8 拓?fù)渥儞Q5等效電路

2.6 拓?fù)渥儞Q6（t6，t7）

在t5時(shí)刻開關(guān)管S3開通，但由于此時(shí)飽和電感Ls尚未飽和，IP經(jīng)過一定的滯后再迅速上升，在阻斷電容和輸入電壓的共同作用下飽和電感很快又進(jìn)入飽和區(qū).因?yàn)橛幸欢ǖ碾娏鳒?，所以使開關(guān)管S3的開通損耗大大降低.在t6時(shí)刻，IP達(dá)到輸出電流在主回路的折合值，變壓器副邊出現(xiàn)電壓，電源再次向負(fù)載輸送能量，電容Cb的電壓Ucb由正向負(fù)逐漸減小，進(jìn)入下半個(gè)對(duì)稱的周期.此時(shí)等效電路圖如圖9所示.

圖9 拓?fù)渥儞Q6等效電路

由于此過程很短，因此可認(rèn)為Ucb（t）不變.由此可得到變壓器初級(jí)繞組電流為：

由DC/DC變換器的6個(gè)拓?fù)錉顟B(tài)變換過程的分析可以看出，當(dāng)給定了飽和電感的數(shù)值后，通過合理選擇電容C1，C2，Cb的容量，肯定存在滿足DC/DC變換器軟開關(guān)工作的條件，通常來說高頻變壓器都存在一定的漏感，因此可以用高頻變壓器的漏感來代替飽和電感Ls.

3 DC/AC周波變換器的控制方法

全橋DC/AC周波變換器由S5～S10構(gòu)成.采用三相變換器而不采用單相變換器的原因在于系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)恒流放電，只有三相周波變換器才能保證在各個(gè)時(shí)間段內(nèi)輸出一個(gè)恒定的功率.正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）控制主要著眼于使逆變器輸出電壓盡量接近于正弦波，電流跟蹤控制則直接考慮輸出電流是否按正弦變化.

為了達(dá)到最優(yōu)的瞬時(shí)功率控制，本文采用瞬時(shí)無功功率理論來實(shí)現(xiàn).基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)方法有p-q法和ip-iq法.本文采用p-q法［7］，因?yàn)榭刂频哪康氖菍?shí)現(xiàn)恒定目標(biāo)功率的輸出.通過數(shù)字鎖相技術(shù)可以得到代表A相電壓的瞬時(shí)相位特性cosωt，并將蓄電池的電壓U和放電電流I的乘積作為p-q算法中的，并令=0.其控制算法如圖10所示.

圖10 改進(jìn)的p-q算法

得到所要求的控制電流信號(hào)iaf，ibf，icf后，再與全橋DC/AC周波變換器的輸出電流ia，ib，ic分別進(jìn)行比較，然后應(yīng)用滯環(huán)比較控制方法就能夠得到所要求的三相正弦輸出.

TMS320F28035微處理器是32位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器，具有C28xTM內(nèi)核、60MIPS的操作能力、單3.3 V電源，以及16路ADC模數(shù)轉(zhuǎn)換通道和14路PWM脈寬調(diào)制等豐富的片內(nèi)資源，完全能夠滿足本方案所提出的系統(tǒng)控制要求.通過三相交流電壓電流檢測(cè)回路和蓄電池直流電壓電流檢測(cè)回路，DSP可以通過相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路實(shí)現(xiàn)上述的控制策略，以及恒輸入電流的正弦波輸出.

4 電路仿真

采用電路仿真軟件PSIM對(duì)整體電路進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11至圖13所示.

由圖11可以看出，12 V蓄電池工作在基本接近恒流放電狀態(tài)，完全滿足蓄電池恒流放電的要求;由圖12可以看出，周波變換器的直流輸入電壓維持在582 V左右，表明DC/DC變換器和周波變換器工作均處于穩(wěn)定狀態(tài);由圖13可以看出，周波變換器工作狀態(tài)符合設(shè)計(jì)要求.

圖11 12 V電池的電壓和放電電流波形

圖12 周波變換器的輸入電壓波形

圖13 周波變換器的輸出電壓電流波形

5 結(jié)論

（1）為了滿足蓄電池的恒流放電要求，在對(duì)全橋DC/DC變換器進(jìn)行控制時(shí)必須增加輸入電流的檢測(cè)回路，并加入輸入電流的控制;

（2）在低壓大電流情況下使用MOSFET的全橋DC/DC變換器，采用ZVSZCS（零電壓零電流）軟開關(guān)技術(shù)比ZVSZVS（零電壓零電壓）軟開關(guān)技術(shù)可以明顯減少開關(guān)損耗;

（3）可利用高頻變壓器的漏感代替飽和電感，以降低成本，但會(huì)增加變壓器繞制的難度;

（4）使用隔直流電容可以解決高頻變壓器由于直流偏置產(chǎn)生的飽和問題;與工頻變壓器相比，采用高頻變壓器可以減少逆變電源的體積;

（5）高頻變壓器繞組采用多股軟銅漆包線可以明顯改善變壓器的性能;采用變壓器驅(qū)動(dòng)MOSFET不僅可以降低驅(qū)動(dòng)成本，而且可以提高驅(qū)動(dòng)電路的可靠性;

（6）全橋DC/AC周波變換器采用瞬時(shí)無功功率理論的p-q法能夠減少控制的復(fù)雜性;采用瞬時(shí)無功功率理論可輕松解決全橋DC/AC周波變換器與系統(tǒng)電網(wǎng)的并網(wǎng)問題，實(shí)現(xiàn)能量反饋到電網(wǎng)中，在降低能源消耗的同時(shí)可以減少損耗;

（7）采用32位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器TMS320F28035可以實(shí)現(xiàn)靈活的控制策略.

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（編輯胡小萍）