李喜良,黃鵬飛,劉 飛

(北京工業(yè)大學(xué) 材料與制造學(xué)部,北京 100124)

焊接技術(shù)是現(xiàn)代制造工業(yè)的關(guān)鍵工藝技術(shù),對于有大功率需求的焊接電源來說,一般選擇全橋的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),但是大功率逆變電源多采用IGBT開關(guān)器件,存在嚴(yán)重的拖尾電流,使得在工作過程中容易產(chǎn)生開關(guān)損耗。相比傳統(tǒng)的硬開關(guān)式焊接電源,軟開關(guān)電源具有開關(guān)損耗小、開關(guān)頻率高、工作穩(wěn)定性強(qiáng)、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)[1]。在采用移相全橋軟開關(guān)的控制策略時會存在類似于死區(qū)時間難調(diào)整等問題。有限雙極性全橋軟開關(guān)是軟開關(guān)技術(shù)中發(fā)展比較成熟的,有限雙極性軟開關(guān)克服了移相全橋軟開關(guān)技術(shù)中死區(qū)時間難以調(diào)整、占空比丟失以及在輕載條件下難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)等問題,但弧焊電源工況復(fù)雜,負(fù)載頻繁在短路—負(fù)載—空載狀態(tài)變換[2]。而有限雙極性全橋軟開關(guān)在空載時難以實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)[3],因此采用倍流整流電路以達(dá)到在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率器件零電壓開關(guān),提高電源可靠性[4-5]。高耐壓的IGBT相比于低耐壓IGBT具有較厚的PN結(jié),開關(guān)損耗相對較高,ISOP組合器將電壓均勻分配在兩組全橋電路中的IGBT,降低IGBT上的電壓應(yīng)力[6],因此選取低耐壓的IGBT可以進(jìn)一步降低開關(guān)損耗,對兩組電路進(jìn)行交錯控制,減小輸出電流紋波[7]。

1 有限雙極性軟開關(guān)電路研究及工作過程分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

ISOP組合變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中,Q11～Q14、Q21～Q24這8只開關(guān)管(并聯(lián)續(xù)流二極管)組成兩路全橋拓?fù)?Q11和Q13、Q21和Q23組成超前臂,Q12和Q14、Q22和Q24組成滯后臂。C11和C12、C21和C23為超前臂結(jié)電容和外接電容的等效電容,C12和C14、C22和C24為滯后臂結(jié)電容和外接電容的等效電容,Lr1和Lr2為飽和電感,Lk1和Lk2為變壓器漏感。Lf11為濾波電感,Lf12和Lf22為輔助電感,DR11和DR12、DR21和DR22為快恢復(fù)二極管,C為輸出濾波電容,R為焊接等效負(fù)載。

圖1 ISOP主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

ISOP組合變換器實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的主要思想是超前臂和滯后臂實(shí)現(xiàn)ZVS。但實(shí)現(xiàn)的機(jī)理是不同的,超前臂實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)主要依靠環(huán)流過程中,輸出濾波電感Lf和漏感Lk串聯(lián),原邊類似于恒流源來實(shí)現(xiàn)。滯后臂實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)主要依靠飽和電感Lr[8]。為了在空載情況下提供能量,變壓器副邊采用并聯(lián)輔助電感Lf1的方法。

1.2 電路工作過程分析

由于ISOP組合變換器是由兩組完全相同的單元組成,以下將針對其中一個單元進(jìn)行分析(見圖2)。在分析過程中提出如下假設(shè):1)圖2中功率器件均為理想器件;2)同一橋臂并聯(lián)電容容值相等,忽略誤差。

圖2 有限雙極性全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖3所示為功率器件的控制信號及主電路主要波形,Q1～Q4為功率管驅(qū)動波形圖,VAB為變壓器原邊AB點(diǎn)間電壓波形,ip為變壓器原邊電流波形,iLf1為流經(jīng)輔助電感Lf1的電流波形。

圖3 功率器件的控制信號及主電路主要波形

t0～t1時刻為功率傳輸模式,開關(guān)管Q1和開關(guān)管Q4同時導(dǎo)通,原邊電流ip通過變壓器副邊繞組n2從同名端輸出,流經(jīng)二極管DR1、電感Lf、負(fù)載R,再回到變壓器副邊繞組n2中心抽頭,將能量傳遞給負(fù)載,輔助電感Lf1經(jīng)副邊繞阻n2正端和負(fù)端構(gòu)成充電回路。飽和電感Lr處于飽和狀態(tài),VAB等于電源電壓,電感Lf充電。

t1時刻開關(guān)管Q1關(guān)斷,電路中變壓器漏感Lk和副邊電感Lf與開關(guān)管并聯(lián)的電容C1、C3產(chǎn)生諧振。ip流向開關(guān)管并聯(lián)的電容C1、C3支路,開關(guān)管Q1并聯(lián)的電容C1充電,開關(guān)管Q3并聯(lián)的電容C3放電。由于Uc1不能突變,開始時為零,實(shí)現(xiàn)開關(guān)管Q1的零電壓關(guān)斷。飽和電感仍處于飽和狀態(tài),當(dāng)Uc2降到零時,開關(guān)管Q3并聯(lián)二極管D3續(xù)流。電流ip通過變壓器副邊繞組n2從同名端輸出,流經(jīng)二極管DR1、負(fù)載R和電感Lf再回到變壓器副邊繞組n2中心抽頭,將能量傳遞給負(fù)載。t1時刻,ip通過開關(guān)管Q4和開關(guān)管Q3并聯(lián)二極管D3續(xù)流,VAB電壓降到0,電感Lf和原邊是串聯(lián)的,而且電感Lf電感量很大,原邊電流近似不變。

t2時刻ip下降到零,飽和電感Lr退出飽和狀態(tài),呈現(xiàn)大阻抗,開關(guān)管Q4仍然導(dǎo)通但是沒有電流流經(jīng)。此時副邊二極管DR1、二極管DR2均導(dǎo)通,電路處于續(xù)流狀態(tài),流經(jīng)Lf1的電流保持不變。t3時刻開關(guān)管Q4在零電流的條件下自然關(guān)斷,不對負(fù)載傳輸功率。副邊二極管DR1、二極管DR2均導(dǎo)通,電路處于續(xù)流狀態(tài)。

t4時刻開關(guān)管Q4關(guān)斷,此時飽和電感處于退飽和狀態(tài),與開關(guān)管并聯(lián)的電容C2、C4產(chǎn)生諧振。ip流向開關(guān)管并聯(lián)的電容C2、C4支路中去,開關(guān)管Q4并聯(lián)的電容C4充電,開關(guān)管Q2并聯(lián)的電容C2放電。由于Uc4不能突變,開始時為零,實(shí)現(xiàn)開關(guān)管Q1的零電壓關(guān)斷。當(dāng)Uc2降到零時,開關(guān)管Q2并聯(lián)二極管D2續(xù)流。此時副邊二極管DR1、二極管DR2均導(dǎo)通,電路處于續(xù)流狀態(tài),流經(jīng)Lf1的電流保持不變。

2 有限雙極性ZVZCS變換電路的PSpice仿真研究

2.1 仿真模型搭建

圖4所示為有限雙極性全橋ZVZCS的PSpice仿真模型。該仿真模型是按照功率為20 kW的焊接電源設(shè)計(jì),最大輸出電壓為40 V,最大輸出電流為300 A,頻率為50 kHz。輸入直流電壓為540 V,是由380 V三相交流電整流后得到。該仿真模型中所有器件模型均按照實(shí)際器件的參數(shù)創(chuàng)建,模擬結(jié)果接近于實(shí)際測量,對后續(xù)的實(shí)際電路有良好的指導(dǎo)性價(jià)值。

圖4 PSpice仿真模型

2.2 關(guān)鍵波形仿真結(jié)果

圖5所示為在輸出電壓40 V、輸出電流300 A情況下的變壓器原邊電流和電壓波形,曲線2為原邊AB點(diǎn)間電壓波形,曲線1為原邊電流波形。

圖5 原邊電流和電壓仿真波形

使用圖4所示的仿真拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在整個負(fù)載范圍內(nèi)進(jìn)行仿真,觀察超前臂和滯后臂能否實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。經(jīng)仿真驗(yàn)證,該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可在整個負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),其中2種極端情況(如空載、重載條件下)的仿真波形分別如圖6和圖7所示。

a)超前臂仿真結(jié)果

a)超前臂仿真結(jié)果

圖6所示為空載條件下超前臂和滯后臂實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的仿真波形。曲線1為開關(guān)管的脈沖驅(qū)動電壓波形,其正向電壓為15 V,反向電壓為-15 V;曲線2為開關(guān)管CE間電壓波形,輸入直流電壓為540 V左右。根據(jù)圖6可以看出,超前臂和滯后臂在開通和關(guān)斷時兩端電壓均為零,較好地實(shí)現(xiàn)了零電壓的開關(guān)。

圖7所示為重載條件下超前臂和滯后臂實(shí)現(xiàn)零電壓的仿真波形。圖7是在輸出電壓U=40 V、輸出電流I=300 A時測得的超前臂和滯后臂零電壓開關(guān)仿真波形圖。曲線1為開關(guān)管的脈沖驅(qū)動電壓波形,其正向電壓為15 V,反向電壓為-15 V;曲線2為開關(guān)管CE間電壓波形。根據(jù)圖7可以看出,超前臂和滯后臂在開通和關(guān)斷時兩端電壓均為零,較好地實(shí)現(xiàn)了零電壓的開關(guān)。

根據(jù)上述仿真結(jié)果可以看出,使用這種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

2.3 超前臂關(guān)斷損耗仿真

超前臂的關(guān)斷損耗主要由關(guān)斷時原邊電流值ip大小和其CE端電壓UCE決定[9]。通過調(diào)整超前臂并聯(lián)電容容值會影響超前臂關(guān)斷時UCE的上升斜率,從而影響IGBT的關(guān)斷損耗。應(yīng)用PSpice仿真軟件對不同超前臂電容進(jìn)行參數(shù)仿真。圖8a所示為在超前臂并聯(lián)10 nF、20 nF、30 nF、40 nF電容和并聯(lián)RCD緩沖網(wǎng)絡(luò)(40 nF電容、10 Ω電阻)的情況下,超前臂IC和UCE的仿真波形。圖8b所示為在這5種情況下IGBT關(guān)斷損耗仿真結(jié)果。從圖8中可以看出,就軟開關(guān)而言,隨著超前臂并聯(lián)電容的增大,UCE的上升斜率減小,關(guān)斷時UCE越小,所以關(guān)斷損耗越小。且超前臂并聯(lián)較大電容的開關(guān)損耗要低于硬開關(guān)條件下的RCD緩沖網(wǎng)絡(luò)的開關(guān)損耗。但是隨著電容增大,損耗降低的相對值越來越小。所以在實(shí)現(xiàn)超前臂ZVS的前提下,應(yīng)盡可能選用較大的電容。

a)不同條件下超前臂IC和UCE仿真波形

軟開關(guān)和硬開關(guān)同樣并聯(lián)40 nF的電容,軟開關(guān)的損耗明顯低于硬開關(guān),這是因?yàn)樵谙嗤瑮l件下軟開關(guān)超前臂關(guān)斷后,并聯(lián)電容充電,電流為Ic1,同一橋臂并聯(lián)電容放電,電流為Ic2,由于此時濾波電感折射到原邊,短時間原邊電流續(xù)流保持不變?yōu)镮p,所以Ic1+Ic2=Ip,又因?yàn)槌浞烹姷碾娏飨嗤琁c1=Ic2,所以超前臂關(guān)斷后并聯(lián)電容充電的電流為Ip/2。而硬開關(guān)在開關(guān)管Q1、Q4同時關(guān)斷后,原邊電流Ip直接給RCD緩沖網(wǎng)絡(luò)中的電容充電,所以充電電流為Ip。相同條件下,硬開關(guān)電容電壓上升斜率大,開關(guān)損耗明顯高于軟開關(guān)。

3 焊接電源平臺測試

3.1 均壓均流測試

ISOP組合變換器是否均壓是一個關(guān)鍵問題,如果均壓效果不好,最惡劣的情況會造成ISOP一路燒毀?？赏ㄟ^無互聯(lián)的共同占空比控制策略[10]、上翹控制策略[11]或者有互聯(lián)的雙閉環(huán)[12]、三閉環(huán)控制策略[13]實(shí)現(xiàn)均壓均流控制。在空載情況下和帶載情況下測得ISOP兩路變壓器原邊電壓波形均如圖9所示。通過圖9可以看出,ISOP組合變換器的均壓效果良好,兩路相差5 V以內(nèi),滿足標(biāo)準(zhǔn)。本設(shè)計(jì)通過均壓電阻以及兩路的一致性來實(shí)現(xiàn)均壓效果。

a)空載條件下

3.2 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)情況測試

在空載和輸出電流340 A、輸出電壓40.8 V條件下,檢測ISOP組合變換器兩路原邊電流和輔助電感兩端電流,波形分別如圖10和圖11所示。取樣電阻為20 Ω,傳感器型號為CHG-500E,比例為500∶1。根據(jù)測得波形可以計(jì)算原邊峰值電流為12 A。在空載和帶載情況下,兩路原邊電流基本一致,兩路輔助電感兩端電流也基本一致,均流效果良好。

a)空載條件下

a)空載條件下

經(jīng)過實(shí)驗(yàn)測試ISOP組合變換器可以在整個負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),其中2種極端情況(如空載、重載條件下)的實(shí)測波形如圖12和圖13所示?？梢钥闯?超前臂和滯后臂開通和關(guān)斷時滯后臂并聯(lián)電容電壓降為零,較好地實(shí)現(xiàn)了滯后臂零電壓開通。但是隨著輸出電流的增大,驅(qū)動波形UGE會產(chǎn)生較大的振蕩,這是因?yàn)闇蟊垭m然實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷,但是在關(guān)斷時原邊電流還未衰減到零,處于大電流關(guān)斷狀態(tài),開關(guān)管兩端會產(chǎn)生較大損耗和開關(guān)噪聲,這種開關(guān)噪聲會影響驅(qū)動波形的質(zhì)量。因此,雖然實(shí)現(xiàn)了滯后臂零電壓開關(guān),但是依舊有較大損耗。

a)超前臂ZVS

a)超前臂ZVS

3.3 溫升實(shí)驗(yàn)測試

在空載和輸出電流為340 A、輸出電壓為41 V條件下,對同一ISOP變換器軟開關(guān)和硬開關(guān)進(jìn)行溫升實(shí)驗(yàn),使用熱敏電阻PT-100對IGBT貼敷的散熱片進(jìn)行溫度測量。安裝焊接電源外殼,在密閉的環(huán)境下讓機(jī)器長時間運(yùn)行,使用萬用表記錄初始時和最終溫度穩(wěn)定后的PT-100的阻值,換算成溫度后計(jì)算最終溫度和初始溫度的差值即為溫升。空載狀態(tài)軟硬開關(guān)的IGBT溫升對比如圖14所示,輸出電流340 A、電壓41 V條件下,軟硬開關(guān)的IGBT溫升對比如圖15所示。可以看出在空載條件下,軟開關(guān)IGBT的溫升曲線明顯高于硬開關(guān),但在輸出電流340 A、電壓41 V條件下,軟開關(guān)的溫升曲線明顯低于硬開關(guān)。

圖14 空載條件下IGBT溫升對比

圖15 340 A、41 V條件下IGBT溫升對比

在空載情況下硬開關(guān)勵磁電流很小,所以開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗都非常小,但是軟開關(guān)由于使用并聯(lián)輔助電感的方案,勵磁電流較大,增加了開關(guān)管導(dǎo)通損耗,所以軟開關(guān)IGBT整體溫升要高于硬開關(guān)。但在重載情況下,硬開關(guān)處于大電壓電流下關(guān)斷,關(guān)斷損耗非常大,而軟開關(guān)由于實(shí)現(xiàn)了超前臂和滯后臂的零電壓開關(guān),開關(guān)損耗較低,所以整體的溫升曲線要低于硬開關(guān)。

4 結(jié)語

通過上述研究可以得出如下結(jié)論。

1)所研制的ISOP組合變換器可以在整個負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)超前臂和滯后臂的零電壓開關(guān),有效降低了焊接過程中的開關(guān)損耗,提高了電路可靠性,是一種比較理想的焊接電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2)通過PSpice仿真發(fā)現(xiàn),在保證超前臂ZVS的前提下,超前臂并聯(lián)電容越大,開關(guān)管CE端電壓上升斜率越小,IGBT關(guān)斷損耗越低。且超前臂并聯(lián)較大電容的開關(guān)損耗要低于相同條件下的RCD緩沖網(wǎng)絡(luò)的開關(guān)損耗。

3)溫升對比實(shí)驗(yàn)證明,空載情況下硬開關(guān)勵磁電流小,開關(guān)損耗較小;而軟開關(guān)因并聯(lián)輔助電感勵磁電流較大,開關(guān)損耗較大。因此空載情況下軟開關(guān)的溫升高于硬開關(guān)的溫升。重載情況下硬開關(guān)處于大電壓電流狀態(tài)關(guān)斷,關(guān)斷損耗較大;而軟開關(guān)由于實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān),開關(guān)損耗較小。因此,重載情況下軟開關(guān)IGBT溫升明顯低于硬開關(guān)IGBT溫升。