陳志飛

(中微半導(dǎo)體(上海)有限公司,上海 201306)

0 引言

低頻觸發(fā)器又稱(chēng)激勵(lì)器或喚醒器,由發(fā)射場(chǎng)發(fā)射帶載波數(shù)字信號(hào)。低頻觸發(fā)器通過(guò)幅度鍵控(amplitude shift keying,ASK)調(diào)整技術(shù)與曼切斯特編碼技術(shù)發(fā)射數(shù)字信號(hào),可用于水下、地下、汽車(chē)、金屬等環(huán)境。這些數(shù)字信號(hào)可以被特定的設(shè)備或有源標(biāo)簽解碼,進(jìn)而還原為原始的數(shù)字信號(hào),從而實(shí)現(xiàn)信息的傳遞和接收。低頻觸發(fā)器直接發(fā)送基帶數(shù)字信號(hào)。基帶數(shù)字信號(hào)通過(guò)無(wú)線或纖維通道長(zhǎng)途傳輸時(shí),會(huì)產(chǎn)生一定的干擾,從而影響信號(hào)傳遞。

陳靜等[1]研究了一種導(dǎo)航信號(hào)頻域干擾抑制方法。該方法在傅里葉變換的基礎(chǔ)上,通過(guò)加窗、混疊和數(shù)字自動(dòng)增益控制等方法干擾頻域,以達(dá)到信號(hào)抗干擾的目的。但是該方法易受不同干擾源的影響而導(dǎo)致同步信號(hào)傳輸效果較差。馮建利[2]研究了基于跳頻技術(shù)的調(diào)頻連續(xù)波(frequency modulated continuous wave,FMCW)雷達(dá)超寬帶調(diào)頻抗干擾方法。該方法可以很好地解決差頻信號(hào)的頻譜混疊問(wèn)題。但是由于級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器是自動(dòng)執(zhí)行的,其控制信號(hào)隨機(jī)性較高,導(dǎo)致該方法應(yīng)用后不能保證較高的同步信號(hào)傳輸正確率。ADIL[3]提出了一種應(yīng)用于全雙工系統(tǒng)的數(shù)字自干擾信號(hào)消除方法。但是該方法受到干擾信號(hào)帶寬以及不同干擾源的影響較大。MARUTA[4]利用大規(guī)模天線陣列的自由度來(lái)抑制用戶間干擾和小區(qū)間干擾,并基于數(shù)據(jù)輔助樣本矩陣反演的多模算法和最小均方誤差權(quán)重推導(dǎo),成功地實(shí)現(xiàn)干擾抑制。受級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制過(guò)程中直通現(xiàn)象的影響,該方法傳輸效果較差。

級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器運(yùn)行過(guò)程中,受并聯(lián)運(yùn)行級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器產(chǎn)生的脈沖干擾以及運(yùn)行環(huán)境中的噪聲干擾等多種干擾源的影響,其信號(hào)傳輸效果較差。其中,噪聲是主要的干擾源。在噪聲干擾影響下,觸發(fā)器電路可能會(huì)錯(cuò)誤地將噪聲信號(hào)識(shí)別為實(shí)際信號(hào),產(chǎn)生誤報(bào)或誤觸發(fā)現(xiàn)象從而陷入死區(qū),造成輸出信號(hào)不穩(wěn)定的問(wèn)題。因此,為了優(yōu)化級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸效果、減少噪聲干擾對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊?本文提出了新的抗干擾傳輸方法。該方法在利用變換觀測(cè)矩陣分離正常信號(hào)和干擾信號(hào)的基礎(chǔ)上,通過(guò)自適應(yīng)頻譜估計(jì)器進(jìn)行干擾檢測(cè),并根據(jù)檢測(cè)結(jié)果采用自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波法抑制干擾,從而實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)抗干擾傳輸。試驗(yàn)結(jié)果表明,所提方法具有較好的抗干擾效果,優(yōu)化了級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)的傳輸性能。

1 信號(hào)分離

本文假定各傳感器之間的時(shí)延差異忽略不計(jì),級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同時(shí)接收多個(gè)信號(hào),基于隨機(jī)近端梯度張量分解[5]接收到的信號(hào)。處理結(jié)果Q為:

(1)

式中:n為取樣數(shù),個(gè);R為不知名來(lái)源的矩陣;W為未知信號(hào)源的混雜參量;E為噪聲信號(hào)矩陣。

當(dāng)混合矩陣和源信號(hào)矩陣未知時(shí),觀察到的信號(hào)矩陣被轉(zhuǎn)換為:

Y=T×Q

(2)

式中:Y為信號(hào)矩陣轉(zhuǎn)換結(jié)果;T為分離參數(shù)。

信號(hào)振幅和序列的不確定性是導(dǎo)致信號(hào)分離效果差的兩大因素。信號(hào)振幅不確定處理式為:

(3)

式中:U為信號(hào)振幅不確定處理結(jié)果;r、e分別為標(biāo)量乘積與信號(hào)的相對(duì)能量值;wi為i階分離函數(shù);t為信號(hào)不確定性系數(shù)。

本文采用歐氏距離度量相似度,對(duì)信號(hào)次序不確定性進(jìn)行分析[6]。本文將信號(hào)分離目標(biāo)函數(shù)寫(xiě)作:

(4)

式中:o為信號(hào)分離結(jié)果;pij為距離函數(shù);l′為分解參數(shù)。

若信號(hào)矩陣太大,信號(hào)分離效果將降低。為提高信號(hào)分離目標(biāo)函數(shù)的穩(wěn)定性,本文通過(guò)增大迭代數(shù)對(duì)目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行優(yōu)化,從而為下一步準(zhǔn)確估計(jì)干擾信號(hào)奠定基礎(chǔ)。

2 干擾檢測(cè)估計(jì)

信號(hào)分離后,本文檢測(cè)干擾情況,引入自適應(yīng)頻譜估計(jì)器估計(jì)信號(hào)帶寬,以確定干擾信號(hào)的中心頻率[7]。

(5)

式中:z為干擾信號(hào)的中心頻率,kHz;ci為i階干擾信號(hào)帶寬估計(jì)值;vi為i階信號(hào)帶寬的估計(jì)參數(shù);M為信號(hào)分解參數(shù);x(t)為正交變換參數(shù)。

干擾信號(hào)是時(shí)變[8]、非平穩(wěn)的信號(hào)。本文采用時(shí)間軸的形式將其劃分為若干個(gè)數(shù)據(jù)塊,直至劃分的數(shù)據(jù)塊時(shí)長(zhǎng)最少。

(6)

式中:T′為干擾信號(hào)劃分后的時(shí)間序列。

數(shù)據(jù)塊中包含平穩(wěn)信號(hào)與不平穩(wěn)信號(hào)。其中,不平穩(wěn)信號(hào)為干擾信號(hào)[9]。在此基礎(chǔ)上,本文構(gòu)建代價(jià)函數(shù)。

(7)

低頻觸發(fā)器接收的信號(hào)響應(yīng)與信號(hào)的頻率和干擾源[10]的位置有關(guān)。在持續(xù)采樣時(shí)間內(nèi),干擾信號(hào)的陣列響應(yīng)相對(duì)一致。為保證一致性[11],干擾信號(hào)的協(xié)方差等于干擾源數(shù)量。為分析干擾信號(hào)的陣列響應(yīng)的一致性,本文作近似處理。

(8)

式中:v為近似處理結(jié)果;α為持續(xù)采樣時(shí)間,s;D為接收陣列的最大基線長(zhǎng)度;b為一致性誤差參數(shù)。

3 抗干擾處理

檢測(cè)后的干擾信號(hào)存在次序模糊問(wèn)題[12]。為準(zhǔn)確獲取有用信號(hào),本文采用維格納威利分布(Wigner Ville distribution,WVD)二次型交換方法進(jìn)行處理。該方法將能量主要集中于信號(hào)的瞬間頻率,能有效獲取有用信號(hào)。本文將信號(hào)的WVD表示為:

(9)

式中:ω為解析信號(hào);o′為變換參數(shù);h′為交叉項(xiàng)干擾數(shù),個(gè);ζ為加窗函數(shù)。

本文將處理后t1時(shí)刻接收的輸入信號(hào)表示為:

(10)

式中:Kt1為t1時(shí)刻處理后的信號(hào);J為不同的干擾信號(hào);nm為第m個(gè)信號(hào)的陣列響應(yīng)值。

信號(hào)處理后,為有效抗干擾,本文設(shè)定約束條件和最優(yōu)權(quán)值。其計(jì)算式為:

(11)

式中:g為接收信號(hào)的自相關(guān)函數(shù);f為約束參數(shù);d為約束解;s為線性最小方差。

在上述處理的基礎(chǔ)上,本文需要去除信號(hào)噪聲。最大信噪比的最優(yōu)權(quán)值為:

Q′=S×A0

(12)

式中:S為最大特征值;A0為提取的干擾信號(hào)及噪聲信號(hào)的處理參數(shù)。

經(jīng)過(guò)上述處理后,本文采用自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波算法抑制干擾。

自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波算法原理如圖1所示。

圖1 自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波算法原理

圖1中:最小生成樹(shù)(minimum spanning tree,MST)算法對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波和降噪;y(t)為輸入信號(hào);η(t)為輸出信號(hào)。

(13)

式中:r(t)為采集的本地信號(hào);L1k(t)為信號(hào)中的低頻參數(shù);Ai為i階干擾分量信號(hào)。

抗干擾算法對(duì)每種信息有一定的先驗(yàn)信息。在處理時(shí),本文令補(bǔ)償系數(shù)相乘,并將干擾剔除,得到以下表達(dá)式:

(14)

式中:N′為位置變量;V2為目標(biāo)距離位置參數(shù);x、δ均為線性卷積參數(shù)。

上述過(guò)程實(shí)現(xiàn)了級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)抗干擾傳輸。

抗干擾傳輸流程如圖2所示。

圖2 抗干擾傳輸流程圖

4 試驗(yàn)對(duì)比

為驗(yàn)證同步控制信號(hào)抗干擾傳輸方法的有效性,本文進(jìn)行試驗(yàn),并將試驗(yàn)結(jié)果與文獻(xiàn)[1]導(dǎo)航信號(hào)頻域干擾抑制方法和文獻(xiàn)[2]基于跳頻技術(shù)的抗干擾方法的應(yīng)用效果進(jìn)行對(duì)比。

4.1 試驗(yàn)準(zhǔn)備

試驗(yàn)對(duì)象為RW-R750型級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器。該級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器的具體參數(shù)如下。

①激活范圍。觸發(fā)器標(biāo)配2組棒狀天線。每組棒狀天線系統(tǒng)的半徑為0～3.5 m。所有天線組合在一起時(shí)的整體最大可擴(kuò)展識(shí)別范圍為1 000 m2。

②激活速度。最大通過(guò)速度為400 km/h時(shí),觸發(fā)器可被激活。

③激活能力。觸發(fā)器可同時(shí)激活500張以上的標(biāo)簽。

④激活角度為全向。

⑤中心頻率為125 kHz。

⑥標(biāo)準(zhǔn)接口為晶體管-晶體管邏輯(transistor-transistor logic,TTL)、RS-485接口。

⑦電源標(biāo)準(zhǔn)為直流電源。該電源的電壓范圍為7.5～18 V、電流范圍為1 000 ～3 000 mA。

⑧工作溫度為-40～+85 ℃。

本文將RW-R750型級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器應(yīng)用于某車(chē)間人員監(jiān)測(cè)中。激活器使用2×2陣列主動(dòng)發(fā)射連續(xù)低頻脈沖信號(hào)。配套的低頻激活標(biāo)簽持續(xù)打開(kāi)低頻接收功能。當(dāng)收到激活器的激活信號(hào)時(shí),該標(biāo)簽的低頻芯片將首先實(shí)時(shí)解析出該激活器的編號(hào),同時(shí)檢測(cè)出該低頻脈沖信號(hào)的信號(hào)強(qiáng)度;然后喚醒并傳入微控制單元(microcontroller unit,MCU)單片機(jī);接著打開(kāi)板載的2.4 GHz無(wú)線射頻芯片進(jìn)行一次強(qiáng)信號(hào)發(fā)射。其中,激活器的信號(hào)分別為跳頻源信號(hào)和阻斷信號(hào),即第一個(gè)信號(hào)是有效的,第二個(gè)信號(hào)受到了來(lái)自車(chē)間環(huán)境噪聲的干擾。通過(guò)過(guò)濾噪聲和放大功率,可以生成阻塞的噪聲干擾信號(hào)。采樣周期為1.6 s。跳變信號(hào)的頻率為3 200 Hz,平均分為每塊長(zhǎng)20 Hz的160塊。根據(jù)上述過(guò)程,試驗(yàn)準(zhǔn)荷階段采集3×105個(gè)400 MHz頻段上的信號(hào)。

4.2 試驗(yàn)過(guò)程

為保證試驗(yàn)有效性,本文根據(jù)4.1節(jié)的試驗(yàn)準(zhǔn)備進(jìn)行模擬試驗(yàn)。試驗(yàn)前對(duì)采集的信號(hào)進(jìn)行盲源分離。盲源分離過(guò)程具體如下。

(1)盲源分離。

①通過(guò)示波器展示400 MHz頻段上采集的信號(hào)。

400 MHz頻段上的采集信號(hào)如圖3所示。

圖3 400 MHz頻段上的采集信號(hào)

②本文采用等電點(diǎn)值衡量方法對(duì)圖3所示的信號(hào)進(jìn)行分離。等電點(diǎn)值定義為:

(15)

式中:αi為i階信號(hào);ζij為i階和j階之間的信號(hào)元素;k″為全局函數(shù)。

PI值越接近0,代表信號(hào)分離的效果越好。

③利用示波器輸出分離后的盲源信號(hào)。

盲源信號(hào)分離結(jié)果如圖4所示。

圖4 盲源信號(hào)分離結(jié)果

由圖4可知,本文提出的抗干擾傳輸方法能有效獲取信號(hào)和信號(hào)的幅度變化情況,并對(duì)信號(hào)按照高低幅值(即信號(hào)峰值與基準(zhǔn)線之間的距離)作初始劃分。但是信號(hào)存在次序模糊的問(wèn)題,故仍需進(jìn)一步處理。

(2)自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波法處理。

本文采用所提自適應(yīng)時(shí)變?yōu)V波法抑制分離后的盲源信號(hào),并提取時(shí)域波形。

處理后的時(shí)域波形如圖5所示。

圖5 處理后的時(shí)域波形

(3)根據(jù)上述步驟濾除噪聲干擾,獲得處理后的信號(hào)。

(4)以獲得的信號(hào)為基礎(chǔ)進(jìn)行信號(hào)抗干擾試驗(yàn),并輸出結(jié)果。

4.3 信號(hào)抗干擾效果分析

①噪聲干擾濾除效果。

噪聲干擾濾除效果測(cè)試過(guò)程中,本文以圖5為原始圖像,分別利用所提方法、導(dǎo)航信號(hào)頻域干擾抑制方法和基于跳頻技術(shù)的抗干擾方法這三種方法對(duì)噪聲干擾進(jìn)行濾除。濾除后的信號(hào)幅值波動(dòng)幅度范圍越小,表明噪聲干擾去除效果越好。

三種方法的噪聲干擾濾除效果如圖6所示。

圖6 三種方法的噪聲干擾濾除效果

由圖6可知,導(dǎo)航信號(hào)頻域干擾抑制方法以及基于跳頻技術(shù)的抗干擾方法對(duì)圖5級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)時(shí)域波形中的噪聲干擾去除后,獲取的信號(hào)幅值波動(dòng)范圍為[-12 A,12 A]。該噪聲干擾濾除結(jié)果不理想。所提方法能夠有效濾除級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)中的噪聲。濾除噪聲干擾后的信號(hào)幅值波動(dòng)范圍為[-2 A,+0.3 A]。該波動(dòng)范圍較兩種對(duì)比方法更小。由此可知,所提方法獲取了更優(yōu)的噪聲干擾濾除效果,保留了級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制過(guò)程中的信號(hào)特征,為后續(xù)抗干擾傳輸?shù)於藞?jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。

②信號(hào)頻率波動(dòng)情況。

在不同歐氏距離度量相似度下,本文對(duì)比三種方法傳輸跳頻源信號(hào)的信號(hào)頻率波動(dòng)情況,以判斷三種方法的抗干擾性能。

信號(hào)頻率波動(dòng)情況如圖7所示。

圖7 信號(hào)頻率波動(dòng)情況

由圖7可知,經(jīng)所提方法處理后的信號(hào)頻率較為平穩(wěn),能將信號(hào)控制在[-1,1]。該結(jié)果表明,所提方法對(duì)級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)的檢測(cè)率較高,不容易出現(xiàn)誤判。兩種對(duì)比方法處理后的信號(hào)頻率忽高忽低。其原因可能是由于級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)較弱、噪聲對(duì)信號(hào)分離產(chǎn)生較大影響,并且對(duì)信號(hào)排除不全面,導(dǎo)致無(wú)法真正消除干擾信號(hào)。

為了進(jìn)一步量化信號(hào)頻率波動(dòng)情況,本文將級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)檢測(cè)率作為指標(biāo)。信號(hào)檢測(cè)率是正確檢測(cè)出信號(hào)的樣本數(shù)與實(shí)際存在信號(hào)的總樣本數(shù)的比例。在2～6歐式距離度量相似度下,本文分別采用三種方法,使用Tektronix公司的TDS3000C系列示波器,對(duì)級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)進(jìn)行檢測(cè),以獲取級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)通過(guò)3×105個(gè)400 MHz頻段時(shí)的檢測(cè)成功次數(shù)。

三種方法的信號(hào)檢測(cè)率如表1所示。

表1 三種方法的信號(hào)檢測(cè)率

由表1可知,在不同歐氏距離度量相似度下,所提方法的信號(hào)檢測(cè)率均高于95%;導(dǎo)航信號(hào)頻域干擾抑制方法信號(hào)檢測(cè)率位于88%～91%之間;基于跳頻技術(shù)的抗干擾方法的信號(hào)檢測(cè)率位于85%～90%之間。對(duì)比三種方法的信號(hào)檢測(cè)率測(cè)試結(jié)果可知,所提方法的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)檢測(cè)率最高。

③不同信干比下的信號(hào)正確檢測(cè)率。

信號(hào)正確檢測(cè)率指在不同的信干比下的多個(gè)測(cè)定值中,滿足限定條件測(cè)定值的所占比例。在數(shù)字通信系統(tǒng)中,信干比常常以達(dá)到某個(gè)誤碼率作為判決標(biāo)準(zhǔn)。本文利用Keysight N5991的誤碼率測(cè)試儀計(jì)算接收端的誤碼率,并計(jì)算該誤碼率下需要的信干比,從而計(jì)算信號(hào)正確檢測(cè)率。信號(hào)正確檢測(cè)率λ為:

(16)

式中:ψy為檢索正確的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)數(shù)量,個(gè);ψ為檢索到的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)總數(shù),個(gè)。

λ值越高,表明對(duì)應(yīng)方法的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)檢測(cè)正確率越高,抗干擾傳輸效果越好。由此,本文對(duì)比不同方法的信號(hào)正確檢測(cè)率。

不同信干比下的信號(hào)正確檢測(cè)率如圖8所示。

圖8 不同信干比下的信號(hào)正確檢測(cè)率

由圖8可知,所提方法受到信干比的影響較小,具有較高的信號(hào)正確檢測(cè)率,其值能夠達(dá)到90%以上。兩種對(duì)比方法的信號(hào)正確檢測(cè)率在80%以下。其原因在于級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)強(qiáng)度差別較大,受到讀取距離的影響較大,且抗干擾效果較差,導(dǎo)致更加容易出現(xiàn)誤判。

④不同讀取距離下的信號(hào)傳輸丟包率。

丟包率指測(cè)試中所丟失信號(hào)傳輸包數(shù)量占所發(fā)送信號(hào)傳輸組的比率。級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸過(guò)程中受到讀取距離的影響,會(huì)造成不同程度的丟包率。為了保證30 dB環(huán)境干擾中的傳輸效果,試驗(yàn)利用Tektronix TBS1000B-EDU Series型號(hào)的數(shù)字存儲(chǔ)示波器進(jìn)行采樣。數(shù)據(jù)包大小為1 200 B。本文以0.5 m為間隔,測(cè)試三種方法在1.0～3.0 m讀取距離下的信號(hào)傳輸丟包率。信號(hào)傳輸丟包率越低,表明對(duì)應(yīng)方法抗干擾傳輸性能越好。

不同讀取距離下的信號(hào)傳輸丟包率如圖9所示。

圖9 不同讀取距離下的信號(hào)傳輸丟包率

由圖9可知,在同一干擾環(huán)境中,所提方法受到讀取距離的影響較小,級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸丟包率低于7%。兩種對(duì)比方法的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸丟包率在8%～14%之間。由此可知,所提方法的級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸丟包率較低、抗干擾傳輸性能較好。

5 結(jié)論

本文提出級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器信號(hào)抗干擾傳輸方法。該方法的創(chuàng)新點(diǎn)是在獲取信號(hào)時(shí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行了濾波處理,并采用補(bǔ)償系數(shù)補(bǔ)償信號(hào),增強(qiáng)了級(jí)聯(lián)式低頻觸發(fā)器同步控制信號(hào)傳輸過(guò)程中的抗干擾性能。試驗(yàn)結(jié)果表明,該方法能有效濾除信號(hào)干擾,發(fā)送正確信號(hào),為相關(guān)領(lǐng)域提供幫助。