夏 熙，徐小帆，張海兵，陳文俊

（中國船舶集團(tuán)有限公司第七二四研究所，江蘇南京 211153）

0 引 言

現(xiàn)代雷達(dá)組件小型化、高功率密度化、高性能化發(fā)展趨勢明顯，大功率發(fā)射組件作為雷達(dá)發(fā)射分系統(tǒng)中的核心部分備受關(guān)注［1-2］。以氮化鎵等第三代寬禁帶半導(dǎo)體材料為基礎(chǔ)的固態(tài)功放模塊因其具有體積小、質(zhì)量輕及穩(wěn)定性強的優(yōu)點，極大地推動了固態(tài)發(fā)射組件的設(shè)計發(fā)展，但對于百瓦級發(fā)射功率而言，發(fā)射組件需要多路固態(tài)功放模塊進(jìn)行功分合成，同時考慮供電控制、監(jiān)測以及散熱等因素，傳統(tǒng)大功率固態(tài)功放組件往往體積較大，功率密度較低［3］。對于脈沖式負(fù)載而言，固態(tài)發(fā)射組件的設(shè)計往往忽略其供電單元對組件動態(tài)性能的影響而無法進(jìn)一步優(yōu)化該指標(biāo)，因此提升固態(tài)發(fā)射組件的功率密度及效率，改善其脈沖負(fù)載情況下的動態(tài)性能，對于固態(tài)發(fā)射機(jī)大功率、小型化的研制具有重要的意義與工程價值［4-5］。

基于以上分析，本文主要以Ka 波段200 W 固態(tài)發(fā)射組件為例，介紹了一種高功率密度高動態(tài)性能發(fā)射組件的優(yōu)化設(shè)計方法，為進(jìn)一步提升組件的功率密度提出了一種堆疊式發(fā)射組件設(shè)計方案，將空間波導(dǎo)功分合成網(wǎng)絡(luò)與組件盒體進(jìn)行一體化加工集成，并采用空間合成與波導(dǎo)-微帶雙探針轉(zhuǎn)換組合方式，同時將多路功放模塊堆疊至功分合成網(wǎng)絡(luò)之上，充分利用組件空間實現(xiàn)功率密度的提升；在效率提升與動態(tài)優(yōu)化部分，除了提升功放模塊、功分合成網(wǎng)絡(luò)的效率之外，組件在供電單元部分采用“半橋LLC+雙同步Buck”為主功率拓?fù)涞墓╇娝悸罚霕騆LC 拓?fù)洌?-8］以及同步整流技術(shù)［9］的應(yīng)用極大程度上降低了供電損耗，同時創(chuàng)新性引入“半橋LLC+雙同步Buck”的狀態(tài)軌跡控制［10］策略，在負(fù)載突變時，通過采集諧振槽電感電流、負(fù)載電流與輸出電壓實現(xiàn)主拓?fù)涞淖冾l轉(zhuǎn)換，從而實現(xiàn)發(fā)射組件的動態(tài)性能優(yōu)化。實測本文設(shè)計組件，其外形標(biāo)準(zhǔn)、接口獨立，具備完善的監(jiān)測保護(hù)功能，其峰值功率達(dá)到213 W，平坦度≤±0.7 dB，輸出雜散≤-55 dBc，輸出包絡(luò)頂降≤5%，組件綜合效率提升了2.1%左右，功率密度相比于同波段組件提升了17.98%，達(dá)到1 458 W∕in3，組件負(fù)載切換動態(tài)調(diào)整時間提升了19.2%左右，綜合來看，組件性能優(yōu)良。

1 整機(jī)設(shè)計方案

對固態(tài)發(fā)射組件各組成的功能進(jìn)行分區(qū)，主要包含功率放大單元、組件供電單元、檢測單元、控制保護(hù)單元、功分合成網(wǎng)絡(luò)單元以及散熱單元，其中功率放大單元包含驅(qū)動放大部分、各類隔離器、末級氮化鎵功放模塊等；組件供電單元包含主功率拓?fù)洳糠?、環(huán)路控制部分、輔助供電部分等；為了提升組件功率密度，實現(xiàn)組件小型化設(shè)計，檢測單元與控制保護(hù)單元一般集成在一塊電路板，主控制芯片依據(jù)國產(chǎn)化需求采用兆易創(chuàng)新GD32F407IGH6 芯片，基于該芯片完成組件功率、功放模塊電壓、功放模塊電流、組件溫度、濕度等物理量的檢測與處理，同時完成功放模塊的開關(guān)控制、故障判斷、動作保護(hù)與信息上報等功能；功分合成網(wǎng)絡(luò)采用空間合成與波導(dǎo)-微帶雙探針轉(zhuǎn)換組合方式，同時與組件盒體進(jìn)行一體化加工，降低組件尺寸。以Ka 波段200 W 固態(tài)發(fā)射組件為例，對應(yīng)的固態(tài)功放組件原理框圖如圖1所示。

圖1 高功率密度高動態(tài)性能固態(tài)功放組件原理框圖

組件關(guān)鍵核心單元為功率放大單元、供電單元以及功分合成網(wǎng)絡(luò)單元。功率放大單元主要采用驅(qū)動放大部分對激勵進(jìn)行第一級驅(qū)動放大，再經(jīng)過功分網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行功分，通過末級氮化鎵功放模塊進(jìn)行合成，完成功率放大，獲取200 W 以上的輸出功率，功率放大單元采用氮化鎵功放模塊，通過合理布局實現(xiàn)效率的提升；供電單元主要采用“半橋LLC+雙同步Buck”主功率拓?fù)?，利用半橋LLC電路的寬輸入范圍特性以及全負(fù)載范圍內(nèi)零電壓開關(guān)特性，同時結(jié)合同步Buck 電路的同步整流技術(shù)實現(xiàn)供電單元效率的提升，降低了供電成本，主拓?fù)錉顟B(tài)軌跡控制策略的應(yīng)用進(jìn)一步提升了組件脈沖式負(fù)載情況下的動態(tài)性能；功分合成網(wǎng)絡(luò)采用空間合成與波導(dǎo)-微帶雙探針轉(zhuǎn)換組合方式，降低了組件功分合成損耗，提升了組件功率密度。

2 關(guān)鍵技術(shù)研究

2.1 小型化高效功率合成技術(shù)

功率合成為發(fā)射組件的關(guān)鍵技術(shù)，其主要難點在于高功率密度化與高效化，本文所研制的固態(tài)發(fā)射組件功率合成技術(shù)原理框圖如圖2所示，其主要包含驅(qū)動功放部分、末級氮化鎵固態(tài)功放部分以及開槽波導(dǎo)空間功分合成部分。整個功率合成鏈路采用“驅(qū)動功放單元+末級功放單元”方案。

圖2 功率合成技術(shù)原理框圖

為了優(yōu)化輸出功率的飽和性和帶內(nèi)平坦度，驅(qū)動功放單元采用兩級放大，同時為了更好地改善功放輸入輸出的匹配程度，在兩級功放輸入輸出級間增加隔離器與衰減器，在驅(qū)動單元的調(diào)制部分，采用高速射頻開關(guān)對射頻信號的脈沖進(jìn)行調(diào)制，從而優(yōu)化射頻信號檢波包絡(luò)的前沿上升與后沿下降時間。以Ka 波段200 W 組件為例，驅(qū)動功放單元的輸入激勵為0 dBm，擬設(shè)計驅(qū)動功放單元輸出為26.5 dBm，基于此設(shè)計驅(qū)動功放單元增益分配表如表1 所示，所選功率芯片核心參數(shù)如表2 所示，射頻開關(guān)以及隔離器主要參數(shù)如表3所示。

表1 驅(qū)動功放單元增益分配表

表2 功率芯片核心參數(shù)表

表3 射頻開關(guān)以及隔離器主要參數(shù)表

對于末級氮化鎵固態(tài)功放單元，其主要由多個一級氮化鎵模塊組成，一級氮化鎵模塊采用兩級放大方案，第一級采用砷化鎵芯片，第二級采用兩片氮化鎵芯片進(jìn)行合成，一級模塊內(nèi)功分器與合成器采用波導(dǎo)橋形式，最大限度減小模塊內(nèi)平面電路帶來的損耗，提高合成效率，同時改善前后級的相應(yīng)駐波與功放芯片間的隔離度。一級氮化鎵模塊內(nèi)部合成原理具體實現(xiàn)流程如下：模塊內(nèi)一級驅(qū)動功放輸出功率經(jīng)過兩路波導(dǎo)電橋功分器驅(qū)動兩級氮化鎵功放，兩級功放放大后再通過兩路波導(dǎo)電橋合成器實現(xiàn)最終功率的輸出。同樣以Ka 波段200 W 組件為例，經(jīng)過功分網(wǎng)絡(luò)之后的末級氮化鎵固態(tài)功放單元的輸入功率為20 dBm，經(jīng)過一級氮化鎵模塊放大后輸出功率為48 dBm，基于此設(shè)計一級氮化鎵模塊增益分配表如表4所示，所選功率芯片核心參數(shù)如表5所示。

表4 一級氮化鎵模塊增益分配表

表5 一級氮化鎵模塊功率芯片核心參數(shù)表

一級氮化鎵模塊功分合成網(wǎng)絡(luò)與整個組件功分合成網(wǎng)絡(luò)均采用空間合成與波導(dǎo)-微帶雙探針轉(zhuǎn)換組合技術(shù)進(jìn)行設(shè)計，該種方案有利于功放模塊與功分合成網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行堆疊設(shè)計，在保證低損耗、高隔離度的同時，還能夠承受較大的功率，對應(yīng)的兩路波導(dǎo)合成器仿真模型與插損曲線分別如圖3（a）與圖3（b）所示，組件部分仿真曲線如圖4所示。仿真結(jié)果驗證了方案的優(yōu)越性。

圖3 兩路波導(dǎo)合成器仿真模型及插損曲線圖

圖4 組件功分合成網(wǎng)絡(luò)仿真插損曲線圖

2.2 高動態(tài)性能控制策略

為了進(jìn)一步提升組件供電單元的效率，采用“半橋LLC+雙同步Buck”主功率拓?fù)?，同時創(chuàng)新性地引入狀態(tài)軌跡控制策略實現(xiàn)脈沖式負(fù)載的動態(tài)性能優(yōu)化，供電單元主功率拓?fù)浼碍h(huán)路控制原理圖如圖5所示。

為了提升組件負(fù)載切換時控制網(wǎng)絡(luò)的動態(tài)響應(yīng)速度，優(yōu)先利用半橋LLC 諧振槽的諧振電壓變化、諧振電流變換進(jìn)行調(diào)頻。圖6所示為負(fù)載變換時諧振槽諧振電流、諧振電壓、開關(guān)管Q1和Q2的驅(qū)動波形以及狀態(tài)軌跡圖，在一個完整的開關(guān)周期內(nèi)，變換效率設(shè)定為100%，利用諧振槽電荷變化量反映諧振網(wǎng)絡(luò)能量變換的事實，同時考慮諧振電容電壓的對稱性特性，可以求得輸入電流與諧振電容電壓在負(fù)載切換前t1、t2、t3及t4時刻的關(guān)系式如式（1）、式（2）、式（3）及式（4）所示，其中I0為輸入電流，Cr為諧振電容容值，Vcr（t1）、Vcr（t2）、Vcr（t3）及Vcr（t4）分別為t1、t2、t3以及t4時刻諧振電容電壓，Vin為主拓?fù)漭斎腚妷?，fs為開關(guān)頻率，n為變壓器變比。

圖6 負(fù)載變換時諧振槽物理量波形及狀態(tài)軌跡圖

基于諧振電容電壓與諧振電流關(guān)系，可以得到在負(fù)載切換前t2時刻與負(fù)載切換后t3時刻對應(yīng)的時間差△T，此時間差即為周期差，對應(yīng)的公式如式（5）所示，對應(yīng)的Lm為諧振槽電流。

此時可以計算出負(fù)載切換后的開關(guān)頻率為式（6）所示，對應(yīng)f1為負(fù)載調(diào)整前初始頻率，f2為負(fù)載調(diào)整后的目標(biāo)頻率，對于組件脈沖式負(fù)載而言其峰值負(fù)載是定值，實際計算時將目標(biāo)負(fù)載與原始負(fù)載直接帶入計算。

基于此，拓?fù)淇刂撇呗匀缦拢寒?dāng)組件負(fù)載處于脈寬內(nèi)穩(wěn)定狀態(tài)時，此時控制網(wǎng)絡(luò)采樣輸出電壓值，通過PID 進(jìn)行微調(diào)控制，此時控制網(wǎng)絡(luò)中開關(guān)S2閉合，開關(guān)S3斷開，由于負(fù)載處于穩(wěn)定狀態(tài)，此時微小的波動常規(guī)PID 控制可以實現(xiàn)較好的動態(tài)調(diào)整；當(dāng)組件負(fù)載處于脈沖跳躍階段時，此時控制網(wǎng)絡(luò)MCU 開始采樣負(fù)載電流ILoad、諧振槽電感電流ILm及諧振電容電壓Vcr并將采樣值送到狀態(tài)軌跡控制（OTC）模塊，此時開關(guān)S3閉合，開關(guān)S2斷開，OTC 模塊對采樣量進(jìn)行處理計算，從而得出負(fù)載變化情況下對應(yīng)的開關(guān)管Q1及Q2，目標(biāo)開關(guān)頻率f2，實現(xiàn)快速輸出電壓調(diào)整。為了降低負(fù)載調(diào)整時頻率快速切換時的電壓過沖震蕩，在計算得出目標(biāo)頻率f2后，將其與原始頻率f1進(jìn)行求差得頻率差△f，最后根據(jù)實際需求將頻率差△f分為n段，此時PID進(jìn)行控制時按照頻率分段進(jìn)行逐步調(diào)整，根據(jù)實測經(jīng)驗推薦，不同頻率下的n推薦值如表6所示。

表6 不同頻率下的n值推薦表

2.3 堆疊式一體化集成技術(shù)

采用堆疊式一體化設(shè)計，將組件的功分合成網(wǎng)絡(luò)與組件盒體一體化加工，同時將驅(qū)動功放單元、末級功放單元以及供電單元堆疊至功分合成網(wǎng)絡(luò)上端，驅(qū)動功放單元、末級功放單元以及供電單元實現(xiàn)緊湊型布局設(shè)計，相應(yīng)的各單元布局如圖7所示，其中供電單元緊貼驅(qū)動功放單元與末級功放單元，其主要目的在于降低線路損耗、減小線路寄生帶來的影響。

圖7 組件各單元布局圖

組件采用傳導(dǎo)散熱方案，為了強化散熱效果，在功放模塊與散熱板之間墊適量的銦片，用以增加功放模塊與散熱片的接觸面積，同時增加導(dǎo)熱效率，設(shè)計凸臺為供電單元熱源芯片、開關(guān)管進(jìn)行散熱，同時在凸臺與熱源之間墊加導(dǎo)熱絕緣襯墊，提升導(dǎo)熱性能與絕緣性能。以Ka波段200 W 固態(tài)發(fā)射組件為例，組件熱仿真效果如圖8 所示，從圖中可以看出功放組件中熱源部分最高溫度在85 ℃左右，滿足組件實際工作不超過100 ℃需求，散熱效果良好。

圖8 組件熱仿真效果圖

3 實測結(jié)果與分析

以Ka 波段200 W 固態(tài)發(fā)射組件為例，按照本文設(shè)計方案設(shè)計，組件主要指標(biāo)如下：工作頻率33～37 GHz，輸出峰值功率≥200 W，輸出功率平坦度≤±0.7 dB，輸入脈沖信號最大占空比20%，最大脈寬50 μs，最小脈寬0.2 μs，輸出包絡(luò)前后沿≤25 ns，輸出包絡(luò)頂降≤5%，輸出雜散≤-55 dBc，供電單元輸入電壓為DC300 V。設(shè)計完成的組件實物與測試條件如圖9所示，采用四路氮化鎵固態(tài)功放模塊進(jìn)行功率合成，其中單個模塊輸出60 W，供電單元環(huán)路控制芯片采用兆易創(chuàng)新GD32F407IGH6，同步整流部分MOS 管采用揚杰YJG95G06B，半橋LLC功率開關(guān)選用氮化鎵MOS 管GS66502B，組件最終尺寸為318 mm×200 mm×65 mm。

圖9 Ka波段200 W固態(tài)發(fā)射組件實物圖

本文最終設(shè)計Ka波段功放組件的峰值輸出功率為213 W（53.3 dBm），尺寸為318 mm×200 mm×65 mm，對比同波段相關(guān)組件常溫狀態(tài)下指標(biāo)如表7 所示。從表中可以看出按照本文設(shè)計思路設(shè)計的組件功率密度達(dá)到1 458 W∕in3，相比于功率密度較高的組件1 提升了17.98%，雖然同頻段峰值功率有所下降，但是在滿足設(shè)計指標(biāo)的前提下，組件功率密度達(dá)到了最優(yōu)。

表7 功率密度對比表

在效率指標(biāo)層面，本文設(shè)計的組件與對比的組件1、組件2 的效率曲線如圖10 所示。從圖中可以看出，在某頻段組件效率最大達(dá)到19.9%，提升了2.1%左右。綜合來看，本文設(shè)計的組件具有良好的效率。

圖10 本文組件與對比組件1、組件2的效率曲線圖

在脈沖負(fù)載條件下，主功率拓?fù)溟_關(guān)頻率設(shè)定為1 MHz，變壓器采用平面變壓器，頻率分段為8，通過這種方式進(jìn)一步降低供電單元所占空間，提升組件功率密度。組件實測負(fù)載從輕載（0.1 A左右）上升到6 A 負(fù)載時，對應(yīng)的輸出電壓動態(tài)調(diào)整時間約為97 ns，其相比于現(xiàn)有供電單元技術(shù)方案調(diào)整時間提升了19.2%左右，對應(yīng)的瞬態(tài)調(diào)整波形與對應(yīng)的狀態(tài)軌跡圖如圖11所示。

圖11 組件脈沖負(fù)載條件下瞬態(tài)調(diào)整波形與對應(yīng)狀態(tài)軌跡圖

常溫下測試本文組件其他指標(biāo)，對應(yīng)測試結(jié)果如表8 所示。從表中可以看出，輸出平坦度為±0.2 dB，輸出雜散最小為-69.88 dBc，上升沿最大時間為23 ns，下降沿最大為23 ns，脈沖頂降最大為5%，滿足設(shè)計指標(biāo)要求。

表8 組件其他指標(biāo)測試結(jié)果表

綜合上述實測結(jié)果，本文所設(shè)計的Ka 波段200 W 固態(tài)發(fā)射組件，相比于同波段同功率組件而言，在功率密度、綜合效率以及動態(tài)性能上具有明顯的優(yōu)勢。

4 結(jié)束語

本文主要介紹了一種高功率密度高動態(tài)性能發(fā)射組件優(yōu)化設(shè)計方法，通過堆疊式發(fā)射組件設(shè)計方案提升了組件的功率密度，將空間波導(dǎo)功分合成網(wǎng)絡(luò)與組件盒體進(jìn)行一體化加工集成，并采用空間合成與波導(dǎo)-微帶雙探針轉(zhuǎn)換組合方式，同時將多路功放模塊堆疊至功分合成網(wǎng)絡(luò)之上，充分利用了組件空間；在效率提升與動態(tài)優(yōu)化部分，本文除了提升功放模塊、功分合成網(wǎng)絡(luò)的效率之外，在供電單元部分采用了“半橋LLC+雙同步Buck”為主功率拓?fù)涞墓╇娝悸?，半橋LLC 拓?fù)湟约巴秸骷夹g(shù)的應(yīng)用極大程度上降低了供電損耗，同時創(chuàng)新性引入了“半橋LLC+雙同步Buck”的狀態(tài)軌跡控制策略，在負(fù)載突變時，通過采集諧振槽電感電流、負(fù)載電流與輸出電壓實現(xiàn)主拓?fù)涞淖冾l轉(zhuǎn)換，從而實現(xiàn)了發(fā)射組件的動態(tài)性能優(yōu)化。實測結(jié)果體現(xiàn)了本文提出的設(shè)計方法的優(yōu)越性，具有較強的工程實踐價值。