吳勝男, 龐先文, 佟文明, 王玉坤

(沈陽工業(yè)大學(xué) 國(guó)家稀土永磁電機(jī)工程技術(shù)研究中心, 遼寧 沈陽 110870)

0 引 言

與傳統(tǒng)的電勵(lì)磁同步電機(jī)及永磁同步電機(jī)相比,混合勵(lì)磁電機(jī)避免了大量的勵(lì)磁損耗導(dǎo)致電機(jī)效率低下以及永磁體退磁的問題[1]。由于其具有永磁發(fā)電機(jī)無刷、可靠以及調(diào)壓方便的優(yōu)點(diǎn)[2],所以被廣泛應(yīng)用于電動(dòng)混合動(dòng)力汽車驅(qū)動(dòng)以及風(fēng)力發(fā)電等領(lǐng)域[3]。

對(duì)混合勵(lì)磁電機(jī)進(jìn)行靜態(tài)特性計(jì)算與電磁性能預(yù)測(cè)有很多種方法,包括解析法[4-7]、等效磁網(wǎng)絡(luò)法[8-12]、有限元法等。解析法具有計(jì)算速度快、精度高、對(duì)計(jì)算機(jī)設(shè)備性能要求低等特點(diǎn),但解析法在計(jì)算時(shí)過于簡(jiǎn)化模型,如假設(shè)了定子鐵心和轉(zhuǎn)子背軛磁導(dǎo)無窮大而導(dǎo)致計(jì)算無法考慮鐵心材料非線性變化帶來的影響,計(jì)算并不準(zhǔn)確[13]。

等效磁網(wǎng)絡(luò)法采用磁路和電路類比的方法,在計(jì)算時(shí)首先考慮了電機(jī)的幾何形狀,同時(shí)考慮了電機(jī)漏磁、磁飽和、電樞反應(yīng)和轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)等因素,其計(jì)算結(jié)果相對(duì)比較準(zhǔn)確,計(jì)算過程得益于MATLAB程序的廣泛應(yīng)用,可以在較短的計(jì)算時(shí)間內(nèi)完成相對(duì)精確的磁場(chǎng)計(jì)算,適用于電機(jī)初始磁場(chǎng)計(jì)算和優(yōu)化設(shè)計(jì)[14]。

如今,磁網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)被廣泛用于各類電機(jī)的電磁特性分析,如開關(guān)磁阻電機(jī)[15]、永磁無刷電機(jī)[16]、內(nèi)置式永磁電機(jī)等[17-18]。文獻(xiàn)[19]將一臺(tái)軸向磁通電機(jī)徑向分層,將電機(jī)簡(jiǎn)化為多個(gè)直線電機(jī)進(jìn)行建模分析;文獻(xiàn)[20]對(duì)一臺(tái)混合勵(lì)磁三維軸向磁通電機(jī)建立了三維磁網(wǎng)絡(luò)模型,該模型綜合考慮了磁通邊緣效應(yīng)、斜槽、靜態(tài)和動(dòng)態(tài)偏心、槽漏磁以及多類型激勵(lì)等多方面因素。文獻(xiàn)[21]磁網(wǎng)絡(luò)模型引入考慮磁動(dòng)勢(shì)和反作用磁通量的分支磁路,進(jìn)而引入了渦流效應(yīng)。文獻(xiàn)[22]提出了模塊化等效磁網(wǎng)絡(luò)建模思路和具有通用性的氣隙等效磁網(wǎng)絡(luò)模型,在氣隙模型中引入了一種耦合的可變磁導(dǎo)單元,該單元捕獲軸向和周向氣隙磁通密度。借助于耦合可變磁導(dǎo)元件,通過氣隙和轉(zhuǎn)子的時(shí)變連接來考慮瞬態(tài)磁場(chǎng)。

目前對(duì)于混合勵(lì)磁電機(jī)的性能分析多以有限元方法為主,本文旨在提供一種高效準(zhǔn)確的分析方法并避免有限元耗時(shí)長(zhǎng)的弊端。以一臺(tái)電動(dòng)汽車用新型模塊化定子交替極轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)為研究對(duì)象,提出一種三維磁網(wǎng)絡(luò)解析模型,模型中考慮電機(jī)的定子齒頂飽和、槽漏磁、端部漏磁、電樞反應(yīng)、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)等因素。同時(shí)利用該模型計(jì)算分析新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)的氣隙磁密、磁鏈、反電動(dòng)勢(shì)與電磁轉(zhuǎn)矩等特性,利用有限元結(jié)果驗(yàn)證準(zhǔn)確性,并計(jì)算分析新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)的調(diào)磁性能。

1 混合勵(lì)磁同步電機(jī)結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)結(jié)構(gòu)

新型模塊化定子混合勵(lì)磁同步電機(jī)的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。定子部分采用模塊化結(jié)構(gòu),定子齒與定子軛分別加工后通過燕尾槽連接,電樞繞組與勵(lì)磁繞組均纏繞在定子齒上,電勵(lì)磁繞組沿軸向分為兩段且電流方向相反,省去了電刷與滑環(huán)結(jié)構(gòu),提高了電機(jī)的可靠性,同時(shí)電機(jī)定子側(cè)采用非晶合金材料代替了常用的硅鋼片結(jié)構(gòu),減小了電機(jī)的鐵耗,提升了電機(jī)的效率。轉(zhuǎn)子側(cè)采用實(shí)心交替極結(jié)構(gòu),沿軸向分為兩段,依次放置永磁體磁極與鐵磁極,周向方向上永磁體磁極與鐵磁極交錯(cuò)排列,鐵磁極為電勵(lì)磁提供通路,電機(jī)基本參數(shù)如表1所示。

表1 新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)基本參數(shù)

圖1 混合勵(lì)磁同步電機(jī)基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Basic topology of a hybrid excitation synchronous motor

1.2 新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)工作原理

新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)存在3種工作狀態(tài),即永磁體單獨(dú)勵(lì)磁狀態(tài)、直流勵(lì)磁增磁狀態(tài)與直流勵(lì)磁去磁狀態(tài)。當(dāng)電機(jī)工作在永磁體單獨(dú)勵(lì)磁狀態(tài)時(shí),直流勵(lì)磁電流為0,其磁通由永磁體N極出發(fā)經(jīng)過氣隙、定子齒、定子周向軛部、定子軸向軛部回到永磁體S極,此時(shí)鐵磁極不作為磁通路徑;當(dāng)工作在增磁狀態(tài)時(shí),周向方向上臨近N極的鐵磁極經(jīng)磁化顯“S”,臨近S極的鐵磁極經(jīng)磁化顯“N”,磁通沿周向由N極到S極,這種情況下,電機(jī)每極下磁通增強(qiáng);當(dāng)工作在去磁狀態(tài)時(shí),周向方向上臨近N極的鐵磁極經(jīng)磁化顯“N”,臨近S極的鐵磁極經(jīng)磁化顯“S”,磁通沿軸向由N極到S極,這種情況下,電機(jī)每極下磁通減弱,如圖2所示。

圖2 電機(jī)工作原理示意圖Fig.2 Schematic diagram of working principle of the motor

2 混合勵(lì)磁同步電機(jī)三維磁網(wǎng)絡(luò)建模

2.1 模塊化定子齒磁網(wǎng)絡(luò)建模

新型混合勵(lì)磁電機(jī)定子側(cè)簡(jiǎn)化磁網(wǎng)絡(luò)模型如圖3所示,其中:Gsy為定子周向軛部磁導(dǎo);Gst為定子齒根磁導(dǎo)。

圖3 定子簡(jiǎn)化磁網(wǎng)絡(luò)模型Fig.3 Simplified stator magnetic network model

圖4 定子齒部磁導(dǎo)分割Fig.4 Stator tooth permeability division

2.2 定轉(zhuǎn)子相對(duì)位置

當(dāng)電機(jī)中磁場(chǎng)尚未達(dá)到飽和時(shí),氣隙處的空氣磁導(dǎo)率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于鐵心的磁導(dǎo)率,因此氣隙磁阻遠(yuǎn)大于鐵心磁阻,氣隙等效磁導(dǎo)對(duì)于磁網(wǎng)絡(luò)計(jì)算的精確性有很大影響,又因?yàn)榈刃Т怕贩ㄓ?jì)算的是某一瞬態(tài)時(shí)刻電機(jī)的參數(shù),而電機(jī)的轉(zhuǎn)子在不停地轉(zhuǎn)動(dòng),氣隙與定轉(zhuǎn)子之間的相對(duì)位置也在不停地變化,以永磁N極與A相繞組正對(duì)位置為起始位置,模塊化定子混合勵(lì)磁電機(jī)采用集中繞組,起始位置即永磁極正對(duì)A相定子齒位置,此時(shí)A相磁鏈為最大值,同時(shí)以A相定子齒為參考點(diǎn),轉(zhuǎn)子從初始位置開始轉(zhuǎn)動(dòng),直到鐵心極轉(zhuǎn)到A相繞組正對(duì)位置,此時(shí)磁鏈達(dá)到最小值,這時(shí)通過計(jì)算可以得到半個(gè)電周期的磁鏈與反電勢(shì)波形,根據(jù)磁鏈對(duì)稱性即可得到完整的磁鏈反電勢(shì)波形。為了考慮這種定轉(zhuǎn)子之間相對(duì)的位置變化,同時(shí)由于本文將定子齒尖分割為22個(gè)磁導(dǎo),按照轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)規(guī)律,將半個(gè)電周期內(nèi)的轉(zhuǎn)子同樣劃分為22個(gè)區(qū)域,分別為θ0～θ22,在每個(gè)區(qū)域內(nèi),轉(zhuǎn)子磁極與氣隙、定子的連接情況都不同,電機(jī)定轉(zhuǎn)子相對(duì)位置劃分如圖5所示。

圖5 定轉(zhuǎn)子相對(duì)位置Fig.5 Relative position of stator and rotor

同時(shí),根據(jù)定轉(zhuǎn)子之間相對(duì)位置不同,氣隙磁通路徑也有所不同,經(jīng)過分析,可以得到如圖6所示的幾種典型磁通管,計(jì)算公式為:

(1)

圖6 氣隙磁通管Fig.6 Air gap flux tube

(2)

式中:GA與GB分別為A類與B類磁通管;μ0空氣磁導(dǎo)率;l為電機(jī)定子齒周向長(zhǎng)度;g為氣隙長(zhǎng)度。

2.3 定子槽漏磁

漏磁也是影響磁網(wǎng)絡(luò)建模準(zhǔn)確性的一個(gè)關(guān)鍵因素,電機(jī)定子槽內(nèi)存在磁力線只與繞組匝鏈而不經(jīng)過氣隙,因此電機(jī)槽內(nèi)存在漏磁路徑,如圖7所示,根據(jù)磁通路徑將其分割為矩形與兩個(gè)梯形結(jié)構(gòu),磁導(dǎo)計(jì)算公式為

(3)

圖7 定子槽漏磁示意圖Fig.7 Schematic diagram of stator slot leakage reactance

其中Gsδ為槽內(nèi)漏磁導(dǎo)。

2.4 磁極端部漏磁與極間漏磁

新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)存在磁極間端部漏磁與磁極極間漏磁,如圖8所示為電機(jī)在增磁狀態(tài)時(shí)磁極的端部漏磁與極間漏磁示意圖,為方便求解,對(duì)漏磁路徑進(jìn)行了分割處理,端部漏磁可以分解為一個(gè)矩形與兩個(gè)半圓磁通管,極間漏磁可以分解為一個(gè)矩形和兩個(gè)1/4圓磁通管,其計(jì)算公式為:

(4)

圖8 電機(jī)轉(zhuǎn)子磁極漏磁Fig.8 Rotor magnetic pole leakage of the motor

(5)

(6)

式中:Gc-l為增磁狀態(tài)下周向磁極極間漏磁導(dǎo);Ga-l為去磁狀態(tài)下軸向磁極極間漏磁導(dǎo);Gend為磁極端部漏磁導(dǎo);lm為磁極軸向長(zhǎng)度;wm為磁極寬度;Wd為周向磁極間距離;Wd-axial為軸向磁極間距離;Hd為磁極磁化方向長(zhǎng)度。r1與r2分別為端部漏磁與極間漏磁分割后圓形磁通管的半徑。

2.5 新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)三維磁網(wǎng)絡(luò)模型

假設(shè)定子與氣隙磁網(wǎng)絡(luò)模型的連接在瞬態(tài)計(jì)算時(shí)是固定不變的,轉(zhuǎn)子與氣隙磁網(wǎng)絡(luò)的相對(duì)連接位置通過關(guān)聯(lián)矩陣與轉(zhuǎn)子區(qū)域劃分進(jìn)行考慮,如圖9所示為搭建好的新型混合勵(lì)磁電機(jī)一對(duì)極下的轉(zhuǎn)子處在θ4位置時(shí)的單元電機(jī)三維磁網(wǎng)絡(luò)模型。該模型結(jié)合了前面描述的定轉(zhuǎn)子、氣隙及漏磁模型,其中:FAC為電機(jī)電樞磁動(dòng)勢(shì);FDC為電機(jī)直流勵(lì)磁磁動(dòng)勢(shì);FPM為永磁體等效磁動(dòng)勢(shì);Gst為定子齒根磁導(dǎo);Gtt為定子齒尖磁導(dǎo);Gsy為定子周向軛部磁導(dǎo);Ga-sy為定子軸向軛部磁導(dǎo);Gsδ為定子槽漏磁導(dǎo);Gg為氣隙磁導(dǎo),包括A類磁通管與B類磁通管;GPM為永磁體磁極等效磁導(dǎo);Giron為鐵磁極等效磁導(dǎo);Gr為轉(zhuǎn)子磁導(dǎo);Ga-l為電機(jī)軸向磁極極間漏磁導(dǎo);Gc-l為電機(jī)周向磁極極間漏磁導(dǎo);Gend為磁極端部漏磁導(dǎo)。

圖9 新型混合勵(lì)磁電機(jī)三維磁網(wǎng)絡(luò)模型Fig.9 Three-dimensional magnetic network model of novel hybrid excitation motor

2.6 非線性迭代及磁網(wǎng)絡(luò)求解

在對(duì)磁網(wǎng)絡(luò)模型求解時(shí),可以利用其與電路的相似性,采用節(jié)點(diǎn)電壓法進(jìn)行求解,得到節(jié)點(diǎn)電壓方程矩陣:

AGATFn=AΦ;

(7)

(8)

(9)

其中:A為關(guān)聯(lián)矩陣;G為各支路磁導(dǎo)矩陣;G(i,j)為節(jié)點(diǎn)i與節(jié)點(diǎn)j之間的磁導(dǎo);Fn為各支路磁動(dòng)勢(shì)矩陣;Φ為各支路磁通矩陣。

由于新型混合勵(lì)磁電機(jī)定子采用非晶合金材料,而鐵磁材料受到非線性B-H特性曲線的影響,磁導(dǎo)率將發(fā)生變化,因此要對(duì)鐵磁材料的磁導(dǎo)率進(jìn)行迭代求解,其步驟如下:

1)設(shè)置迭代終止誤差ε0,假設(shè)各磁導(dǎo)初始磁導(dǎo)率μ(0),根據(jù)前文磁勢(shì)矩陣計(jì)算各磁導(dǎo)的磁密為

(10)

2)通過新計(jì)算得到的磁密Bi(k),通過B-H曲線得到磁導(dǎo)率μ(k),利用插值公式加快迭代,即

μ(k+1)=μ(k-1)0.95μ(k)0.05。

(11)

3)計(jì)算兩個(gè)迭代前后磁導(dǎo)率誤差εend,當(dāng)εend<ε0時(shí),跳出循環(huán)并結(jié)束,當(dāng)εend>ε0時(shí),返回第2)步繼續(xù)迭代計(jì)算。

3 有限元分析及驗(yàn)證

3.1 氣隙磁密

由于電機(jī)除周向磁路外還存在軸向磁路,通過有限元法得到電機(jī)處在無直流勵(lì)磁狀態(tài)、電流為2 A的增磁勵(lì)磁狀態(tài)與電流為-2 A的去磁勵(lì)磁狀態(tài)下的三維氣隙磁密如圖10所示。

圖10 電機(jī)三維氣隙磁密Fig.10 3-D air gap flux density of motor

為驗(yàn)證三維磁網(wǎng)絡(luò)模型的準(zhǔn)確性,如圖11為采用所搭建的磁網(wǎng)絡(luò)模型計(jì)算電機(jī)處在θ4位置時(shí)三種狀態(tài)下軸向平均半徑分別為+35 mm與-35 mm處的氣隙磁通密度結(jié)果并與有限元對(duì)比。

圖11 氣隙磁密對(duì)比圖Fig.11 Air gap magnetic density comparison diagram

結(jié)果表明,有限元法與等效磁網(wǎng)絡(luò)法得到的氣隙磁密基本吻合,并且在通以2 A與-2 A勵(lì)磁電流時(shí)對(duì)永磁磁極的氣隙磁密有所影響,增磁狀態(tài)下永磁磁極磁密有所增加,去磁狀態(tài)下永磁磁極磁密有所降低。

3.2 磁鏈與反電勢(shì)

磁鏈與反電勢(shì)可以通過下式計(jì)算:

ψ=N·B·S;

(12)

(13)

其中:N為線圈匝數(shù);B與S分別為定子齒的磁通密度與線圈橫截面積。圖12為有限元與磁網(wǎng)絡(luò)解析計(jì)算的磁鏈比較結(jié)果,圖13為有限元與磁網(wǎng)絡(luò)解析計(jì)算的反電動(dòng)勢(shì)對(duì)比結(jié)果,可以看出磁網(wǎng)絡(luò)計(jì)算結(jié)果與有限元方法分析結(jié)果較為接近,驗(yàn)證了三維磁網(wǎng)絡(luò)模型的正確性。

圖12 磁鏈對(duì)比圖Fig.12 Flux linkage comparison diagram

圖13 反電勢(shì)對(duì)比圖Fig.13 Induced voltage comparison diagram

4 混合勵(lì)磁同步電機(jī)性能分析

4.1 調(diào)磁能力分析

新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)調(diào)節(jié)磁場(chǎng)的本質(zhì)是通過電勵(lì)磁繞組產(chǎn)生的磁通量來改變氣隙合成磁通。

新型混合勵(lì)磁同步電機(jī)在轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí),會(huì)產(chǎn)生兩種磁鏈,分別為永磁體產(chǎn)生的永磁磁鏈與勵(lì)磁電流產(chǎn)生的電勵(lì)磁磁鏈,當(dāng)兩種磁鏈方向相同時(shí),對(duì)電機(jī)起增磁作用,方向相反時(shí),起去磁作用。對(duì)電機(jī)施以不同的電勵(lì)磁電流就可以起到調(diào)節(jié)磁場(chǎng)的作用,分別通入±4 A、0 A與±2 A的勵(lì)磁電流,采用磁網(wǎng)絡(luò)與有限元兩種方法計(jì)算對(duì)比空載A相磁鏈的變化如圖14所示,對(duì)電機(jī)的調(diào)磁能力分析如圖15所示。

圖14 不同勵(lì)磁電流下空載磁鏈波形對(duì)比圖Fig.14 Different excitation currents no-loaded flux linkage comparison diagram

圖15 調(diào)磁能力分析Fig.15 Magnetometric capability analysis

通過對(duì)A相磁鏈的變化分析可知:

1)電樞繞組磁鏈隨勵(lì)磁電流變化明顯,電機(jī)具有良好的調(diào)磁能力;

2)在通以2 A與4 A勵(lì)磁電流時(shí),相磁鏈相較于無勵(lì)磁時(shí)分別增加了22.68%與45.36%,而在通以-2 A與-4 A勵(lì)磁電流時(shí),相磁鏈分別降低了13.45%與24.9%,因此電機(jī)的增磁能力要優(yōu)于弱磁能力,即電機(jī)在低速狀態(tài)時(shí)提升轉(zhuǎn)矩能力更佳;

3)磁鏈隨勵(lì)磁電流的變化非線性。這是由于隨著勵(lì)磁電流增大,鐵磁材料趨于飽和,磁阻逐漸增大,降低了調(diào)磁效率。

4.2 轉(zhuǎn)矩分析

計(jì)算得到電機(jī)的三相磁鏈后,通過Clark與Park變換得到電機(jī)dq軸磁鏈如下:

(14)

(15)

其中δ為d軸與A相軸線間的夾角。

同樣,d軸與q軸電流也可以通過坐標(biāo)變換得到,即

(16)

電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩可以通過下式計(jì)算得到:

(17)

圖16為電機(jī)電樞繞組電流幅值為2A,電流角為0°時(shí),磁網(wǎng)絡(luò)解析計(jì)算與有限元結(jié)果的電磁轉(zhuǎn)矩對(duì)比圖,可以看出,采用磁網(wǎng)絡(luò)解析計(jì)算得到的結(jié)果要略小于有限元分析的結(jié)果,為了進(jìn)一步分析造成這種現(xiàn)象的原因,對(duì)電機(jī)在不同電流角下的平均轉(zhuǎn)矩進(jìn)行計(jì)算與仿真,其結(jié)果曲線如圖17所示。

圖16 電磁轉(zhuǎn)矩對(duì)比圖Fig.16 Electromagnetic torque comparison diagram

圖17 不同電流角下平均轉(zhuǎn)矩對(duì)比圖Fig.17 Comparison chart of average torque at different current angles

由圖17可以看出,電機(jī)的平均轉(zhuǎn)矩大小與電流角有關(guān),同時(shí),采用磁網(wǎng)絡(luò)與有限元法計(jì)算轉(zhuǎn)矩結(jié)果的差異也會(huì)隨著電流角而變化,這是由于在不同的電流角度下,電機(jī)存在不同的磁飽和區(qū)域,這些過飽和區(qū)域影響了磁網(wǎng)絡(luò)計(jì)算的準(zhǔn)確度,但是由此造成的差異并不大,這也驗(yàn)證了磁網(wǎng)絡(luò)模型的準(zhǔn)確性。

永磁同步電機(jī)采用變頻調(diào)速方式調(diào)速時(shí),當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速低于額定轉(zhuǎn)速,其輸出轉(zhuǎn)矩保持恒定,此時(shí)的輸出功率較小。而模塊化定子混合勵(lì)磁同步電機(jī)可以通過低速時(shí)電勵(lì)磁增磁解決這一問題,采用id=0控制時(shí)混合勵(lì)磁電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩為

(18)

其中:Te為電磁轉(zhuǎn)矩;p為永磁體極對(duì)數(shù);ψm為永磁體磁鏈;Msf為d軸繞組與電勵(lì)磁繞組之間的互感;if為電勵(lì)磁電流;iq為q軸電樞電流,采用磁網(wǎng)絡(luò)與有限元的方法分別計(jì)算了在不同勵(lì)磁電流下電機(jī)平均轉(zhuǎn)矩的變化,如圖18所示。

圖18 不同勵(lì)磁電流下平均轉(zhuǎn)矩對(duì)比圖Fig.18 Comparison of average torques at different excitation currents

由圖18可知,電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩隨電勵(lì)磁電流的增加近似線性增加,在電勵(lì)磁電流為4A時(shí),轉(zhuǎn)矩提升了約32.39%。而傳統(tǒng)永磁同步電機(jī)運(yùn)行在低于額定轉(zhuǎn)速時(shí),其轉(zhuǎn)矩為恒定值,隨著轉(zhuǎn)速的提高,輸出功率線性增加。本文研究的模塊化混合勵(lì)磁電機(jī)在低速時(shí)通過增加電勵(lì)磁電流if可以提升電機(jī)的輸出功率,具有調(diào)節(jié)靈活方便的特點(diǎn)。

4.3 鐵耗分析

電機(jī)的鐵耗也是影響電機(jī)性能的重要因素,模塊化定子混合勵(lì)磁同步電機(jī)采用非晶合金材料代替?zhèn)鹘y(tǒng)的硅鋼片材料,極大地降低了電機(jī)的鐵心損耗,分別采用有限元與磁網(wǎng)絡(luò)計(jì)算的方法對(duì)電機(jī)轉(zhuǎn)速在1 000 r/min到4 000 r/min下使用硅鋼片DW270與非晶合金兩種材料的鐵耗進(jìn)行計(jì)算,計(jì)算公式為

(19)

其中:f為頻率;kh為磁滯損耗系數(shù);kc為渦流損耗系數(shù);ke為附加損耗系數(shù);Bm為磁密幅值。計(jì)算結(jié)果如圖19所示。

圖19 非晶合金與硅鋼片鐵耗對(duì)比圖Fig.19 Comparison of iron consumption of amorphous alloy and silicon steel sheet

由圖19可以看出磁網(wǎng)絡(luò)解析計(jì)算與有限元結(jié)果相差不大,驗(yàn)證了三維磁網(wǎng)絡(luò)模型的準(zhǔn)確性;同時(shí)可以看出,電機(jī)采用非晶合金作為鐵心材料時(shí)鐵耗在1 000 r/min時(shí)由于頻率較低且磁密不高,定子鐵耗僅有0.32 W,在轉(zhuǎn)速達(dá)到4 000 r/min時(shí)鐵耗達(dá)到3.02 W。而采用DW270硅鋼片在1 000 r/min時(shí)定子鐵耗為非晶合金定子鐵耗的8.7倍、2 000 r/min時(shí)為8.1倍、3 000 r/min時(shí)為7.7倍、4 000 r/min時(shí)為7.6倍。因此從鐵耗的角度考慮,采用非晶合金可以極大地降低鐵耗,提升電機(jī)效率。

5 結(jié) 論

本文以一臺(tái)混合勵(lì)磁同步電機(jī)為研究對(duì)象,在考慮電機(jī)局部飽和、漏磁、軸向磁路、電樞反應(yīng)、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)等的基礎(chǔ)上提出了一種三維磁網(wǎng)絡(luò)解析模型,并對(duì)其進(jìn)行了迭代求解計(jì)算。同時(shí)利用所搭建的三維磁網(wǎng)絡(luò)模型分別計(jì)算分析了電機(jī)的氣隙磁通密度、磁鏈、反電動(dòng)勢(shì)波形等特性,并通過有限元方法驗(yàn)證了所搭建磁網(wǎng)絡(luò)的準(zhǔn)確性。最后,對(duì)混合勵(lì)磁同步電機(jī)的性能如調(diào)磁能力、電磁轉(zhuǎn)矩、鐵耗等進(jìn)行了計(jì)算分析,得到了電機(jī)調(diào)磁能力良好、功率調(diào)節(jié)靈活以及鐵耗低效率高的結(jié)論。該解析模型與有限元方法相比,在保證計(jì)算精度的前提下節(jié)約了大量時(shí)間,為分析此類混合勵(lì)磁同步電機(jī)提供了新的思路。