陳桃

(南京工程學(xué)院 電力工程學(xué)院,江蘇 南京 211167)

隨著新能源大量接入直流微電網(wǎng),為了加大對(duì)新能源高效、可靠的利用,直流微電網(wǎng)技術(shù)逐漸得到學(xué)術(shù)界的關(guān)注。直流變壓器作為直流微電網(wǎng)的電能變換與功率傳輸?shù)暮诵难b置,目前針對(duì)直流變壓器的研究較多[1]。由于具有控制簡(jiǎn)單、可實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)的變換以及功率的雙向流通等特點(diǎn),雙有源橋DC-DC變換器(Dual Active Bridge DC-DC Converter, DAB)在分布式發(fā)電的微電網(wǎng)系統(tǒng)、航空航天領(lǐng)域、儲(chǔ)能系統(tǒng)[2]以及電動(dòng)汽車(chē)行業(yè)等得到廣泛的應(yīng)用。因此以DAB變換器為基礎(chǔ)單元的直流變壓器得到了廣泛的認(rèn)可。

由于直流微電網(wǎng)中直流負(fù)載擾動(dòng)、交流負(fù)荷投切過(guò)程都會(huì)加劇直流母線電壓的波動(dòng),進(jìn)而影響直流微電網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行,同時(shí)會(huì)影響直流負(fù)載與DAB變換器的工作效率。因此,抑制直流電網(wǎng)的母線電壓的波動(dòng)成為亟待解決的問(wèn)題。文獻(xiàn)[3]通過(guò)DAB變換器的傳輸功率表達(dá)式來(lái)推導(dǎo)移相占空比D的表達(dá)式,與傳統(tǒng)的DAB變換器電壓閉環(huán)系統(tǒng)相比,引入了負(fù)載電流,因此提高了DAB變換器的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間和負(fù)載的動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[4]針對(duì)文獻(xiàn)[3]中沒(méi)有考慮輸入電壓脈動(dòng)的情況,提出了輸入電壓前饋的方法,抑制了電壓脈動(dòng)的,提高了變換器的動(dòng)態(tài)性能和控制方法的可移植性。文獻(xiàn)[5]基于單移相的控制方法,提出了一種輸入電壓前饋閉環(huán)的控制方法,并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,表明該方法能提高負(fù)載突變時(shí)DAB變換器的動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[6-8]對(duì)比了PID控制與模糊PI控制,在非線性過(guò)程和參數(shù)擾動(dòng)下PI控制的響應(yīng)緩慢且效果較差,同時(shí)模糊PI控制器在上升時(shí)間和超調(diào)量方面的暫態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能均優(yōu)于PID控制。

基于上述分析,現(xiàn)有的模糊PI控制器存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度緩慢、超調(diào)量大的不足之處,在此基礎(chǔ)上,以DAB變換器為被控對(duì)象,采用改進(jìn)的模糊PI控制方法進(jìn)一步提高直流電壓的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)速度和動(dòng)態(tài)性能,以解決直流母線電壓波動(dòng)的問(wèn)題,提高電壓質(zhì)量。

1 直流微電網(wǎng)系統(tǒng)

直流微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu)大致可分為單母線結(jié)構(gòu)、雙極型母線結(jié)構(gòu)和多母線結(jié)構(gòu)等。直流微電網(wǎng)系統(tǒng)[9]是單母線結(jié)構(gòu),該系統(tǒng)主要由光伏單元、儲(chǔ)能單元[10-11]、負(fù)荷和逆變器并網(wǎng)組成,光伏單元和儲(chǔ)能單元分別通過(guò)boost變換器和DAB變換器接入公共直流母線。其中光伏單元采用的是增量電導(dǎo)法[12-13],并網(wǎng)逆變器采用的是虛擬同步電機(jī)控制方法(Virtual Synchronous Generator , VSG)[14-15]。具體結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1 單母線直流微電網(wǎng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 DAB變換器的工作原理

DAB直流變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[16]如圖2所示。其中:隔離變壓器的變比為1∶n;電源側(cè)(蓄電池)的輸入電壓和輸出電壓分別是U1、U2;電源側(cè)和負(fù)載側(cè)的電容分別是C1、C2;低壓側(cè)H橋(Low Voltage Bridge, LVB)和高壓側(cè)H橋(High Voltage Bridge, HVB)的電壓分別是uH1、uH2。

圖2 DAB變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖3為傳統(tǒng)單移相控制(Single Phase Shift, SPS)穩(wěn)態(tài)時(shí)的主要波形。

其中Q1-Q8為8個(gè)對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào),D為兩個(gè)H橋之間的移相占空比。為了簡(jiǎn)化分析,不妨假設(shè)0≤D≤1且U1>1/nU2,以此來(lái)分析DAB變換器的工作狀態(tài)。

1)狀態(tài)1:t0-t1時(shí)間段

電感電流iL的表達(dá)式為

(1)

2)狀態(tài)2:t1-t2時(shí)間段

電感電流iL表達(dá)式為

(2)

3)狀態(tài)3:t2-t3時(shí)間段

此時(shí)電感電流iL表達(dá)式如下

(3)

圖3 SPS控制DAB變換器的波形圖

3 基于模糊PI的單移相控制

3.1 改進(jìn)模糊PI的單移相控制原理

模糊PI控制結(jié)構(gòu)主要由直流母線電壓采樣環(huán)節(jié)、模糊邏輯控制器和PI環(huán)節(jié)組成,其閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

在模糊PI控制的基礎(chǔ)上,改進(jìn)模糊PI控制的原理為在誤差與模糊控制器的輸入之間添加預(yù)處理的環(huán)節(jié),控制原理圖如圖5所示。

圖5中,設(shè)置這個(gè)“軟”自動(dòng)切換開(kāi)關(guān),通過(guò)直流母線電壓誤差與設(shè)定的閾值δ進(jìn)行比較。當(dāng)e>δ時(shí),說(shuō)明此時(shí)的誤差值偏大,切換到開(kāi)關(guān)1上,即經(jīng)過(guò)微分環(huán)節(jié)后,超調(diào)量顯著減小,再進(jìn)入模糊控制器中,提高系統(tǒng)跟蹤的速度性;當(dāng)e<δ時(shí),說(shuō)明此時(shí)誤差較小,切到開(kāi)關(guān)2上的積分環(huán)節(jié)來(lái)減小系統(tǒng)的靜態(tài)誤差,提高系統(tǒng)跟蹤穩(wěn)定性和精度。閾值δ通過(guò)仿真反復(fù)試驗(yàn)整定可得。

圖4 模糊PI控制原理圖

圖5 改進(jìn)后的模糊PI控制原理圖

3.2 改進(jìn)模糊PI控制器參數(shù)設(shè)計(jì)

模糊PI控制器的輸入變量為DAB變換器輸出電壓偏差以及偏差的變化率,輸出變量是PI控制器的修正量ΔKp、ΔKi,因此PI控制器的參數(shù)Kp和Ki的整定公式如下:

(4)

其中Kp0、Ki0是PI控制器參數(shù)的初始值,Kp、Ki是PI控制器整定后的參數(shù)。

隸屬度函數(shù)的選擇對(duì)系統(tǒng)的控制性能至關(guān)重要。在模糊PI控制中的輸入和輸出變量的模糊集NB、NM、NS、ZO、PB、PM、PS的隸屬度函數(shù)均選擇分辨率比較高的trimf類(lèi)型,當(dāng)系統(tǒng)的誤差比較大的時(shí)候,顯然不合理。

因此,在改進(jìn)的模糊PI控制中,隸屬度函數(shù)選取作如下調(diào)整:當(dāng)系統(tǒng)的誤差比較小的時(shí)候,隸屬度函數(shù)選擇分辨率高的trimf類(lèi)型;當(dāng)系統(tǒng)的誤差比較大的時(shí)候,應(yīng)選取分辨率比較低的smf和zmf類(lèi)型的隸屬度函數(shù)。所以,改進(jìn)后的模糊PI控制的輸入輸出變量的模糊集NB、NM、NS、ZO、PB、PM、PS所對(duì)應(yīng)的隸屬度函數(shù)類(lèi)型分別為zmf、trimf、trimf、trimf、trimf、trimf、smf。

模糊PI和改進(jìn)模糊PI控制的各變量隸屬度函數(shù)對(duì)比如圖6所示。

圖6 模糊PI和改進(jìn)模糊PI控制的變量隸屬函數(shù)對(duì)比

輸入與輸出量之間的邏輯關(guān)系決定了模糊規(guī)則表的制定。當(dāng)變換器的輸出值低于給定值時(shí),占空比上調(diào),使得輸出值能快速達(dá)到給定值;當(dāng)輸出值與給定值近似相等時(shí),占空比保持不變;當(dāng)輸出值高于給定值時(shí),占空比下調(diào)。由此模糊規(guī)則采用如下規(guī)則形式

ife=NBandec=PBthen ΔKp=

ZOand ΔKi=ZO

(5)

此時(shí)說(shuō)明反饋的電壓遠(yuǎn)高于給定的電壓,誤差較大,但是由于誤差的變化率在快速減小,因此模糊控制器不需要調(diào)整PI的參數(shù),即ΔKp和ΔKi均為0?；谝陨线壿嫹治?建立模糊PI規(guī)則控制表如表1所示?？紤]到模糊PI控制的部分隸屬度函數(shù)選取不合理,導(dǎo)致模糊規(guī)則表的某些規(guī)則設(shè)計(jì)得不合理,并對(duì)這些不合理的規(guī)則進(jìn)行分析、修正,形成改進(jìn)后的模糊PI規(guī)則表如表2所示。

表1 模糊PI控制規(guī)則表

表2 改進(jìn)后的模糊PI控制規(guī)則表

由上述模糊PI控制規(guī)則表和改進(jìn)模糊PI控制規(guī)則表選取兩個(gè)典型的場(chǎng)合分析如下:

當(dāng)e和ec均為PB時(shí),表明系統(tǒng)的誤差和誤差率都很大,同時(shí)e(t)·ec(t)>0,隨著時(shí)間的積累,|e(t)|越來(lái)越大,直至發(fā)散。因此開(kāi)關(guān)切換到1位置,即經(jīng)過(guò)微分環(huán)節(jié),通過(guò)增大ΔKp的值,使系統(tǒng)的誤差快速降低,減小超調(diào)量。此時(shí),改進(jìn)的模糊控制應(yīng)該輸出一個(gè)正大的ΔKp的值,而模糊PI規(guī)則表中對(duì)應(yīng)的e和ec均為PB時(shí),輸出的ΔKp的值是NB(負(fù)大),顯然是不合理的。

當(dāng)e和ec均為PS時(shí),表明系統(tǒng)的誤差和誤差率很小,同時(shí)e(t)·ec(t)>0,系統(tǒng)是收斂的,|e(t)|會(huì)越來(lái)越小,因此開(kāi)關(guān)切換到2位置,通過(guò)增大ΔKi的值,使系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差減小。此時(shí),改進(jìn)的模糊控制應(yīng)該輸出一個(gè)正大的ΔKi的值,而模糊PI規(guī)則表對(duì)應(yīng)的e和ec均為PS時(shí),輸出的ΔKi的值是PS(正小),也是不合理的。

模糊PI控制與改進(jìn)的模糊PI控制輸出量ΔKi曲面圖對(duì)比如圖7所示。

(a)模糊PI控制ΔKi曲面圖

(b)改進(jìn)后的模糊PI控制ΔKi曲面圖

4 仿真驗(yàn)證與分析

為了驗(yàn)證提出的改進(jìn)模糊PI控制的正確性和有效性,以DAB直流變換器作為被控對(duì)象,在Simulink中搭建仿真模型,設(shè)置3種不同的工況進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真模型包括分布式能源光伏、儲(chǔ)能蓄電池和隔離環(huán)節(jié)DAB,其中DAB高壓側(cè)接入有效值600 V的交流主電網(wǎng)。仿真參數(shù)設(shè)置如表3所示:

表3 仿真參數(shù)

4.1 工況1:直流負(fù)載突變

根據(jù)微電網(wǎng)負(fù)荷有功功率P為25 kW,母線電壓U2為600V,可知直流負(fù)載R大小為14.4 Ω。為了模擬直流負(fù)載突變對(duì)直流母線電壓的影響,在0.5 s時(shí)并聯(lián)一個(gè)14.4 Ω的直流負(fù)載模擬突變。直流母線電壓的變化如圖8所示。

其中,PI控制參數(shù):Kp=100、Ki=5;模糊PI控制參數(shù)初始值:Kp0=1.5、Ki0=4。

從圖8中可以看出,雖然三種控制方法都能夠?qū)﹄妷褐噶畹木_跟蹤,但跟蹤的速度與抗干擾的能立有很大的差別。PI控制、模糊PI控制分別出現(xiàn)了6%和3%的超調(diào)量,而改進(jìn)后的模糊PI控制沒(méi)有超調(diào)量。另外,三種控制方法下母線電壓到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時(shí)間也截然不同,改進(jìn)模糊控制下系統(tǒng)在0.015 s處達(dá)到穩(wěn)態(tài),而PI控制和模糊PI控制則分別在0.05s和0.022 s開(kāi)始進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。在0.5 s處施加干擾后,從圖8的局部放大可看出,三種控制方案下,母線電壓均出現(xiàn)不同程度的波動(dòng),其中改進(jìn)模糊PI控制的波動(dòng)情況明顯小于另外兩種控制,抗干擾性能比較良好。相比于其余兩種控制策略,改進(jìn)模糊PI控制響應(yīng)速度更快、跟蹤精度高。

圖8 三種控制方式下的直流負(fù)載突變過(guò)程仿真波形

4.2 工況2:交流負(fù)載投切

為了模擬交流負(fù)載投切的過(guò)程,三相斷路器設(shè)置在0.3 s時(shí)將交流負(fù)載切除。從并網(wǎng)電流波形中看出,三相電流在0.3 s時(shí)發(fā)生波動(dòng),從原來(lái)的45A附近波動(dòng)到81A左右,隨后又恢復(fù)到穩(wěn)定狀態(tài)運(yùn)行。同時(shí),圖9(d)中頻率在0.3 s時(shí)也隨之發(fā)生波動(dòng),在0.4 s左右恢復(fù)到工頻50 Hz。通過(guò)圖9(e)和(f)可知,交流負(fù)載的投切對(duì)并網(wǎng)有功功率P和無(wú)功功率Q的影響很小,在網(wǎng)側(cè)有功功率為25 kW,無(wú)功功率為0的時(shí)候,滿足基本的并網(wǎng)運(yùn)行條件。

圖9 交流負(fù)載投切過(guò)程仿真波形

4.3 工況3:負(fù)荷突變

為了避免運(yùn)行效果的干擾,假設(shè)環(huán)境溫度T=25℃,光照強(qiáng)度S=1000 W/m2的條件不變,此時(shí)光伏輸出恒定的功率為90 kW左右,在0.3 s時(shí),設(shè)置微電網(wǎng)負(fù)荷由原來(lái)的90 kW增大為95 kW。從圖10(b)中可以看出,0.3 s時(shí)蓄電池通過(guò)DAB變換器迅速放出由負(fù)荷突增造成的5 kW的功率缺額,因此,圖10(d)中蓄電池SOC在逐漸降低。圖10(c)中,當(dāng)負(fù)荷發(fā)生突變時(shí),直流微電網(wǎng)的頻率幾乎不發(fā)生波動(dòng),穩(wěn)定維持在工頻50 Hz,滿足并網(wǎng)運(yùn)行的條件。

從直流微電網(wǎng)發(fā)生負(fù)荷突變時(shí),蓄電池能快速輸出功率,抑制了由于微電網(wǎng)負(fù)荷突變引起的頻率波動(dòng);從而有效減小了直流微電網(wǎng)功率波動(dòng)對(duì)并網(wǎng)運(yùn)行的影響。

圖10 微電網(wǎng)負(fù)荷突變仿真波形

5 結(jié) 論

基于DAB在直流微電網(wǎng)中的應(yīng)用,分析了改進(jìn)模糊PI控制相比于模糊PI控制和PI控制的優(yōu)點(diǎn),采取了改進(jìn)模糊PI控制的策略,并進(jìn)行仿真驗(yàn)證。從控制參數(shù)方面改進(jìn)模糊PI控制結(jié)合了模糊PI和PI控制的優(yōu)勢(shì),對(duì)Kp、Ki的參數(shù)實(shí)時(shí)修正和整定,解決了PI控制參數(shù)固定不變的問(wèn)題。相比于其余兩種控制策略,改進(jìn)模糊PI控制響應(yīng)速度更快,跟蹤精度高,同時(shí)對(duì)外界的抗干擾能力更強(qiáng)。