李斌 王日炎， 陳志堅? 鐘世廣 彭恒 張芳芳 賀黌胤 楊昆明

（1.華南理工大學 微電子學院，廣東 廣州 510640；2.廣州潤芯信息技術有限公司，廣東 廣州 510663）

隨著北斗三號導航系統(tǒng)正式向全球提供服務，導航接收機也向支持北斗三號的全球導航衛(wèi)星多系統(tǒng)兼容跨越，各種衛(wèi)星導航應用終端迎來了快速發(fā)展。在輔助駕駛和無人機等安全相關領域，分米級、厘米級的高精度定位［1］和具備復雜環(huán)境下的抗干擾導航［2］成為當前的研究熱點。多系統(tǒng)組合導航的接收機通過不同衛(wèi)星系統(tǒng)獲得更多的可觀測衛(wèi)星，提高衛(wèi)星定位的精度和可靠性，獲得比單系統(tǒng)單頻點更好的定位效果［3］。為滿足現(xiàn)代導航設備的高精度和高可靠性要求，射頻接收機需實現(xiàn)更大的帶寬，在L 波段（1 150～1 610 MHz）并行接收多系統(tǒng)多頻點的信號［4］。此外，星基增強系統(tǒng)因可不受地域限制地通過衛(wèi)星向用戶播發(fā)星歷誤差、衛(wèi)星鐘差和電離層延遲等修正信息，輔助高精度定位實現(xiàn)，也常被用于提升衛(wèi)星導航系統(tǒng)定位精度。

近年來，國內(nèi)外已有單通道和雙通道的GNSS多頻多模接收機的研究［5-8］，可接收1.5 GHz頻段和1.2 GHz 頻段的多個衛(wèi)星導航頻點。但由于接收帶寬和集成通道數(shù)有限，普通GNSS 接收機難以接收全頻段導航信號。

隨著高精度衛(wèi)星導航定位技術研究的不斷深入，基于差分定位的雙天線定向技術也得到了越來越多的應用［9］。實時接收并分析位于載體不同位置處的兩個相互獨立天線接收的載波相位信號，從而確定載體兩個坐標之間的角度差，通過衛(wèi)星定向技術得到載體的航向角。為達到動態(tài)高精度的定向，每個獨立的接收機一般都采用多系統(tǒng)多頻段的RTK（Real-Time Kinematic）高精度定位技術。從而，高精度定向的射頻接收機需要更多的接收通道，導致了導航應用終端面臨著體積大和成本高等問題。

針對導航終端的多樣性接收需求，本文提出了一種高度集成可重構的四通道GNSS 射頻接收機。研究了可應用于單天線全頻段高精度定位應用和雙天線高精度定向應用的四通道可重構接收架構，取代傳統(tǒng)多芯片的射頻接收方案，降低終端產(chǎn)品的面積和成本。為支持射頻接收機的多樣性應用，設計了射頻頻率寬帶可配置的接收射頻前端，模式可重構和帶寬可編程的低通和帶通濾波器。通過降低寬頻帶射頻前端的噪聲，校準混頻器正交本振的IQ失配，提升濾波器的帶外抑制和鏡像干擾抑制性能，改善復雜電磁環(huán)境下微弱導航信號的接收。

1 四通道可重構接收架構

如圖1所示為GNSS信號頻點分布與頻帶劃分，中國的北斗系統(tǒng)（BDS）、美國的全球定位系統(tǒng)（GPS）、俄羅斯的格洛納斯系統(tǒng)（GLONASS）、歐洲的伽利略系統(tǒng)（Galileo）、日本的準天頂系統(tǒng)（QZSS）和印度的區(qū)域導航衛(wèi)星系統(tǒng)（IRNSS）的9個主要信號頻點分布在1.15～1.61 GHz之間，可劃分為47 MHz的寬帶L1頻段、72 MHz的寬帶L2頻段和52 MHz的寬帶L5 頻段。接收通道帶寬大于72 MHz 時，兩個通道可并行接收L1+L2/L5 頻段的5～7 個頻點；3 個接收通道可實現(xiàn)GNSS全頻點信號的并行接收。

圖1 GNSS信號頻點分布與頻帶劃分Fig.1 GNSS signal frequencies distribution and bands division

本文提出的四通道射頻接收機，各通道擁有獨立的鎖相環(huán)（PLL），可分別接收不同頻段的導航信號，可配置接收通道工作在60 MHz 或80 MHz 寬帶模式下，3 個通道覆蓋GNSS 全頻點導航信號。此外，可配置另一個接收通道工作在窄帶模式下，接收1 525～1 559 MHz 頻段的L-Band 星基增強信號，如Inmarsat 的衛(wèi)星通信服務、合眾思壯的“中國精度（Atlas）”、中海達的“全球精度（Hi-RTP）”和千尋位置的“天音計劃”等信號。如圖2所示高精度定位的GNSS 射頻系統(tǒng)框圖，四通道構成“3 個寬帶通道+1個窄帶通道”射頻接收機。

圖2 高精度定位的GNSS射頻系統(tǒng)框圖Fig.2 GNSS RF system diagram for high-precision positioning

在接收雙天線的導航信號用于高精度定向時，四通道射頻接收機可重構為“2個寬帶通道+2個寬帶通道”模式。如圖3所示高精度定向的GNSS射頻系統(tǒng)框圖，來自天線1的導航信號送給通道1（RX1）和通道2（RX2）處理，來自天線2的導航信號送給通道3（RX3）和通道4（RX4）處理。為對來自不同位置天線的導航信號進行相同處理，通道1和通道3共用鎖相環(huán)1（PLL1）的本振，通道2和通道4共用鎖相環(huán)4（PLL4）的本振。接收通道配置為60 MHz或80 MHz的寬帶模式，僅用兩個通道可實現(xiàn)GNSS四系統(tǒng)L5+L1或L5+L2雙頻帶的多頻點信號并行接收。

圖3 高精度定向的GNSS射頻系統(tǒng)框圖Fig.3 GNSS RF system diagram for high-precision orientation

2 可重構接收電路設計

GNSS 各星座系統(tǒng)的各導航頻點的帶寬不同，如GPS L1 C/A、Galileo E1OS 或BDS B1I 頻點的帶寬 為4 MHz，而BDS B2a/B2b/B3、GPS L5C/L1C、Galileo E5a/E5b、GLONASS G1/G2 等頻點的帶寬為20 MHz。為更好地支持單頻點導航信號接收和帶外干擾抑制，射頻接收機的中頻濾波器帶寬設計為4～20 MHz 可重構，同時接收系統(tǒng)支持低中頻/零中頻架構可重構。

對于高精度定位應用，接收機同時接收多系統(tǒng)多頻點的導航信號，如寬帶L1 頻段包括BDS B1C/B1I、GPS L1 C/A 和L1C、Calileo E1 和GLONASS G1 信號，接收帶寬需大于47 MHz。若需單芯片實現(xiàn)接收GNSS 四系統(tǒng)全頻點，如果接收帶寬較小則需增多通道，導致芯片面積過大；如果接收帶寬過大，則需更高頻的模擬信號處理能力、更高速的ADC 和更快速的數(shù)字基帶，將導致芯片功耗過高。因此，為了實現(xiàn)單芯片接收1.15～1.65 GHz 頻帶內(nèi)的全部GNSS 導航頻點，本文提出的方案單芯片集成4個可重構接收通道；每通道零中頻和低中頻可重構；低通濾波器雙邊帶寬支持0.8～80 MHz 可編程，兼容多頻點導航信號的寬帶接收和L-Band 星基增強信號的窄帶接收。

為實現(xiàn)在復雜的電磁環(huán)境中接收各導航系統(tǒng)的微弱衛(wèi)星信號，射頻接收機電路須具有寬頻帶、低噪聲、高線性特性，以及出色的帶外抑制和鏡像抑制能力。本文提出的GNSS 射頻接收機架構如圖4所示，包括由單端輸入輸出的低噪聲跨導放大器（LNTA）、單平衡無源電流混頻器和跨阻放大器組成的IQ 下變頻射頻前端、可重構濾波器（Filter）、放大器等。iRF和IIF分別為射頻和中頻電流。

圖4 本文提出的GNSS射頻接收機架構Fig.4 GNSS RF receiver architecture proposed in the paper

2.1 寬帶可重構低噪聲跨導放大器

差分輸入交叉耦合結構的共柵放大器可實現(xiàn)寬帶匹配，是寬頻LNA 的常見架構［10］，但也存在一些問題：共柵LNA的噪聲特性導致噪聲系數(shù)相對較大；接收信號時需要外置Balun 將單端信號轉成差分信號，提高了使用成本。共柵輸入和電感負載的低噪聲放大器［11-12］雖然能取得更好的噪聲性能，然而也存在寬頻帶內(nèi)增益波動大和負載電感面積大等問題，不適合低成本的多通道射頻前端實現(xiàn)。

為了實現(xiàn)噪聲和寬帶的折中優(yōu)化設計，本文提出如圖5 所示的LNTA 電路及阻抗匹配網(wǎng)絡。圖中Vin是射頻輸入電壓信號，Rs為源阻抗，RM為匹配網(wǎng)絡的輸出阻抗，Rin為LNTA 的輸入阻抗，Iout是射頻輸出電流信號。通過匹配網(wǎng)絡的重構設計，可實現(xiàn)不同頻段GNSS 信號的低噪聲放大。該放大器采用由NMOS 跨導管M1、M2和PMOS 跨導管M4組成的推挽式放大器結構，消除了源極電感和負載電感的使用，減少工作在不同頻點導航信號時的增益和噪聲波動，有利于多模多頻接收的重構。此外，電流復用的方式提高了跨導Gm，有利于降低LNTA 的功耗?？鐚Ч躆1、M2和M4的作用類似，為方便分析噪聲，將不含輸入匹配網(wǎng)絡的LNTA 簡化為單個NMOS 跨導管的模型，簡化的LNTA 小信號分析如圖6所示。圖中Gm為跨導管M1、M2、M4的跨導gm1、gm2、gm4的總和，即

圖5 LNTA電路及阻抗匹配網(wǎng)絡Fig.5 LNTA circuit and impedance matching network

圖6 簡化的LNTA小信號分析Fig.6 Simplified small-signal analysis of LNTA

式中，RO為跨導管M1、M2、M4與共柵管M3形成的總輸出阻抗。

考慮輸入輸出反饋電阻Rf的影響，根據(jù)小型號模型可計算LNTA的輸入阻抗Rin和輸出阻抗Rout，分別為

式中，Rf為PMOS輸入管M4提供柵極電壓偏置，有助于輸入阻抗的穩(wěn)定和匹配的設計。

通過分析小信號模型，得到LNTA 的電壓傳遞函數(shù)如下：

考慮MOS跨導管溝道熱噪聲在LNTA輸出端的噪聲貢獻，輸出熱噪聲電壓可以表達為

式中，γ為工藝相關的參數(shù)。噪聲因子F可表達為

采用共源共柵結構的NMOS輸入設計，提高輸出阻抗RO，有助于提高LNTA 的電壓增益AV。電路設計取Rf?1/Gm，提高LNTA 的跨導Gm可減小LNTA 的噪聲系數(shù)和獲得更大的增益AV以抑制后級電路噪聲。

如圖5所示，采用阻抗匹配網(wǎng)絡實現(xiàn)了50 Ω姆的源阻抗Rs到匹配網(wǎng)絡輸出端RM的阻抗變換，變換后的阻抗RM等于LNTA 的輸入阻抗Rin，通過式（7）可知增大LNTA 輸入端的阻抗Rin可減小噪聲系數(shù)。LNTA輸入端看到的源阻抗RM和輸入阻抗Rin設計為匹配且大于50 Ω，即RM=Rs＞50，通過調整窄帶阻抗匹配網(wǎng)絡參數(shù)，在GNSS 不同頻段分別獲得一定的帶內(nèi)匹配電壓增益，除了減小LNTA 電路的噪聲系數(shù)，還在相應的GNSS 接收頻段內(nèi)進一步抑制了LNTA 電路的噪聲貢獻，從而實現(xiàn)GNSS射頻接收機在寬帶L1頻段、寬帶L2頻段、寬帶L5頻段和L-Band頻段的噪聲系數(shù)優(yōu)化。

NMOS跨導管M1偏置在飽和區(qū)工作，M2偏置在亞閾值區(qū)工作，MOS管工作在飽和區(qū)跨導gm1的三階非線性參數(shù)與工作在亞閾值區(qū)跨導gm2的三階非線性參數(shù)方向相反，通過優(yōu)化NMOS跨導管M1和M2的尺寸和合適的偏置電壓VB1和VB2，形成跨導三階非線性相互抵消，實現(xiàn)跨導放大器LNTA的線性改善。

2.2 25%占空比本振產(chǎn)生和IQ 不平衡補償模塊

本研究提出的無源電流混頻器有出色的線性和更低的1/f噪聲，比傳統(tǒng)有源混頻器更適合高線性低噪聲的射頻前端［10］。采用25%占空比的非交疊本振信號，減少射頻電流從I 路和Q 路混頻器到中頻頻率的損耗，相比50%占空比可提高3 dB的轉換增益［11］。接收機IQ 混頻時不可避免存在I支路和Q 支路通道的失配，造成零中頻接收機的IQ 不平衡和低中頻接收機的鏡像抑制降低。本文提出了一種新型的25%占空比本振產(chǎn)生器及IQ不平衡補償電路，如圖7 所示，其中CLKP 和CLKN 是一組來自鎖相環(huán)的互補時鐘信號，LO_IP、LO_IN、LO_QP 和LO_QN 是一組正交的差分本振輸出信號。為滿足無源混頻器的大擺幅驅動需求和實現(xiàn)低功耗設計，本文采用了基于CMOS邏輯結構的二分頻設計，由兩個無尾電流的鎖存器單元按主從連接方式構成，并通過CLKP和CLKN觸發(fā)。當時鐘信號CLKP端為高電平而CLKN 端為低電平時，PMOS 管MP1和MP2關斷，主鎖存器的輸出LO_IP和LO_IN 處于置零狀態(tài)；此時從鎖存器采樣主鎖存器前一周期的狀態(tài)，鎖存并輸出。當時鐘信號CLKP 端為低電平而CLKN端為高電平時，主、從鎖存器交換工作模式。在每兩個輸入時鐘周期中，LO_IP、LO_IN、LO_QP 和LO_QN 的高電平僅占有半個輸入時鐘周期。如圖7的時序分析，本文提出的二分頻器直接輸出接近軌到軌的25%占空比IQ 正交本振，有利于提高無源混頻器的噪聲和線性［14］。

圖7 25%占空比本振產(chǎn)生器及IQ不平衡補償Fig.7 25% duty-cycle LO generator with IQ imbalance compensation

射頻接收機的IQ不平衡主要由本振通路的IQ相位失配和信號通路的IQ幅度失配貢獻。在中頻放大器的IQ支路上設計增益獨立可控的校準電路，能夠實現(xiàn)IQ幅度不平衡的補償。本文針對IQ相位不平衡，提出了一種新型的IQ相位補償方法，無須復雜的電路資源消耗，直接在二分頻電路的鐘控鎖存器通路上，設計一組阻抗可變的可編程開關陣列，通過改變25%占空比正交本振的延遲時間達到相應支路輸出本振相位調整的目的，從而實現(xiàn)IQ不平衡的校準。

2.3 可重構濾波器

濾波器一方面通過抑制鏡像干擾和帶外干擾對變頻后的信號進行選擇，另一方面也為下級的模數(shù)轉換器提供抗混疊作用。相比Gm-C濾波器，有源RC濾波器更具有低電壓工作和高線性特性，并能夠提供更大的輸出幅度，有利于射頻接收機處理強干擾阻塞。為提高濾波器的線性和帶外抑制能力，本文采用了蛙跳結構的七階切比雪夫型有源RC濾波器。

忽略運放有限增益和帶寬的影響，簡單的一階低通濾波器傳遞函數(shù)可以寫成：

一階復數(shù)帶通濾波器的傳遞函數(shù)可以表達為

式中，Ri為濾波器的輸入電阻，Rj、Cj分別為濾波器跨接在運放兩端的反饋電阻和反饋電容，Rx為復數(shù)帶通濾波器I路和Q路之間的頻率搬移電阻。

根據(jù)濾波器的數(shù)學分析和模型驗證，可通過低通濾波器的中心頻率搬移實現(xiàn)復數(shù)帶通濾波［15］，在電路中則通過積分器的I 路和Q 路之間的交叉耦合通路的電阻實現(xiàn)。本文提出的可重構7階切比雪夫濾波器如圖8 所示，通過構建和切斷IQ 路之間的交叉耦合電阻，實現(xiàn)復數(shù)帶通和低通濾波器的重構；選擇IQ 路耦合通路的不同電阻參數(shù)，實現(xiàn)8 MHz 和16 MHz 的中心頻率；配置I 路和Q 路的反饋電阻和電容陣列，實現(xiàn)0.8～80 MHz 的可編程濾波帶寬。為抵消由于工藝、電壓和溫度引起的帶寬變化，設計了調整帶寬的電阻陣列和簡單的片上自校準算法。

圖8 提出的可重構7階切比雪夫濾波器Fig.8 Proposed reconfigurable 7th order Chebyshev filter

3 測試結果

所研究的四通道可重構GNSS 射頻接收芯片的顯微照片如圖9（b）所示，采用0.13 μm CMOS 工藝實現(xiàn)，芯片封裝后使用圖9（a）所示的測試板進行測試驗證。單個接收通道，包括低噪聲跨導放大器、混頻器、除二分頻器、跨阻放大器、濾波器和中頻放大器，供電電壓為1.2 V時消耗20.6 mA 的電流。修改測試板匹配電感Lm實現(xiàn)GNSS 射頻接收機在寬帶L1頻段、寬帶L2頻段、寬帶L5頻段和L-Band頻段實現(xiàn)輸入阻抗匹配，使用網(wǎng)絡分析儀E5071C 測試匹配后的GNSS 射頻接收機，射頻接收機輸入匹配S11測試結果如圖10 所示，在GNSS 全頻段和LBand頻段測試的S11結果小于10 dB。

圖9 測試板和顯微照片F(xiàn)ig.9 Evaluation board and microphotograph

圖10 射頻接收機S11測試結果Fig.10 Measured S11 for RF receiver

使用Agilent 340A噪聲源和Agilent N9020A頻譜分析儀對接收通道進行噪聲性能測試，中頻放大器增益配置為20 dB，GNSS射頻接收機的噪聲系數(shù)和增益測試結果如圖11所示，其中GPS L5頻點的NF為2.7 dB，GPS L2 頻點的NF 為2.9 dB，GPS L1 頻點的NF 為3.2 dB。測試1.15～1.65 GHz 之間的9 個GNSS 頻點，增益波動約1 dB，NF 波動約0.5 dB，顯示了較好的一致性。

圖11 噪聲系數(shù)和增益測試結果Fig.11 Measured NF and gain for RF receiver

圖12是大信號輸出時射頻接收機的帶內(nèi)三階交調截點功率（OIP3）測試結果，混頻器的本振頻率為1 190 MHz，中頻輸出雙音信號頻率分別為16.64 MHz和17.64 MHz。當輸入功率高達-32 dBm時，輸出功率接近-2.9 dBm，三階互調抑制大于75 dB，此時的帶內(nèi)OIP3為34.7 dBm，IIP3為5.5 dBm。本振信號工作在1.15～1.65 GHz之間時，射頻接收機的OIP3性能變化小于2 dB。測試結果表明，多柵輸入的LNTA設計有效提升了射頻接收機的線性性能。

圖12 帶內(nèi)OIP3測試結果Fig.12 Measured for in-band OIP3

圖13和圖14分別為可重構濾波器工作的低通濾波模式的可編程帶寬測試結果和帶通濾波模式的可編程帶寬測試結果。工作在低通濾波模式時，測試的半邊帶寬為0.4、2、10、20、30和40 MHz，對應的雙邊帶寬為0.8～80 MHz。工作在帶通模式下時，帶寬和中頻頻率都可重構，測試結果顯示1.5倍帶寬處的帶外抑制大于35 dB，2倍帶寬處的帶外抑制大于52 dB，芯片具有出色的帶外抑制能力。

圖13 低通濾波模式的可編程帶寬測試結果Fig.13 Measured results of programmable bandwidth of lowpass filter mode

圖14 帶通濾波器的可編程帶寬測試結果Fig.14 Measure results of programmable bandwidth of bandpass filter mode

為了對芯片鏡像抑制能力進行測試，配置接收機工作在低中頻模式，芯片射頻輸入端輸入相同功率的有用信號和鏡像干擾信號，IQ不平衡校準的鏡像抑制測試結果如圖15 所示。接收有用信號時輸出功率約為0.4 dBm，IQ 不平衡導致接收機校準前的鏡像干擾抑制僅25.7 dB，經(jīng)本振二分頻的IQ 校準后，鏡像干擾抑制提升至58.1 dB。測試結果證明，除二分頻器的IQ 不平衡校準能顯著提升接收機的鏡像抑制能力。

圖15 IQ不平衡校準的鏡像抑制測試結果Fig.15 Measured results of IRR with IQ imbalance calibration

為測試芯片通道之間的隔離特性，配置四通道射頻接收機的通道1 和通道3 共用同一本振，在通道1 射頻輸入端RFIN_RX1 和通道3 的射頻輸入端RFIN_RX3 輸入相同功率的信號，在通道1 輸出端IFOUT_RX1 測試兩個信號的輸出功率大小的差異，即通道1 和通道3 的隔離度。通道隔離度測試結果如圖16 所示，上方的曲線1 是通道1 輸出IFOUT_RX1隨通道1輸入RFIN_RX1的幅度頻率響應，下方曲線2 是共本振的通道3 輸入RFIN_RX3泄漏到通道1輸出IFOUT_RX1的幅度頻率響應，測試得到的通道隔離度為57 dB。相比相鄰通道共本振的多通道布局，芯片隔離度提高了15 dB左右。

圖16 通道隔離度測試結果Fig.16 Measured results of channel isolation

表1 總結了本文射頻接收機的性能測試結果，并與近期的GNSS射頻接收機研究文獻進行了比較。相比參考文獻［4-6］，本文采用兼容低通/復數(shù)帶通的可重構濾波器架構，其濾波帶寬為0.8～80 MHz可編程，擴展了芯片的應用范圍。采用多柵輸入低噪聲跨導放大、無源電流混頻和有源RC 濾波的結構，改進了接收射頻前端和中頻濾波器的線性，取得了比參考文獻更高的帶內(nèi)輸入1 dB 壓縮點（ICP）和帶內(nèi)輸出三階交調截點功率。同時，通過采用25%占空比本振電路的IQ 不平衡校準方法，取得了優(yōu)異的接收鏡像抑制（IRR）測試結果。

表1 性能測試結果和對比1）Table 1 Measurement summary and comparison

4 結論

針對GNSS 射頻接收機的可重構應用需求和復雜電磁環(huán)境下的高線性要求，論文采用0.13 μm CMOS 工藝設計并驗證了四通道可重構的GNSS 射頻接收芯片。接收通道采用低噪聲跨導放大、無源混頻和有源RC 濾波的新型結構，改進了接收線性性能；接收濾波器實現(xiàn)了低通和復數(shù)帶通模式的可重構，帶寬0.8～80 MHz 可編程。通過四通道和濾波的可重構設計，單芯片實現(xiàn)了高精度定位的GNSS 全頻點信號接收或高精度定向的雙天線多模多頻GNSS 信號接收，降低了高精度定位定向終端的成本。

芯片測試結果表明，芯片的接收頻率覆蓋了1.15～1.65 GHz 的GNSS 頻點，其主要性能實現(xiàn)了：最小2.7 dB的噪聲系數(shù)，34.7 dBm的OIP3和58.1 dB的鏡像抑制；在1.2 V 供電下接收通道功耗僅24.7 mW，可滿足高精度定位定向GNSS 射頻接收機的高集成和多樣化應用需求。