林學(xué)偉，楊金明，欽超

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641)

無(wú)線電能傳輸(wireless power transfer，WPT)是由Nikola Tesla在19世紀(jì)所提出的概念[1]。作為一種非接觸式電能傳輸(contactless power transfer，CPT)技術(shù)，WPT技術(shù)解放了負(fù)載對(duì)于電源的導(dǎo)線束縛，實(shí)現(xiàn)了電源的便捷和安全接入。WPT的形式主要為磁場(chǎng)耦合、電場(chǎng)耦合、微波輻射等[2]。其中，磁場(chǎng)耦合式感應(yīng)電能傳輸(inductive power transfer，IPT)技術(shù)已經(jīng)得到了較大的發(fā)展，被廣泛應(yīng)用于移動(dòng)電子設(shè)備、智能家居、醫(yī)療設(shè)備、工業(yè)機(jī)器人、水下探測(cè)設(shè)備、交通和航空航天等領(lǐng)域[3-7]。

磁耦合式IPT主要依靠發(fā)射端與接收端之間的耦合線圈進(jìn)行能量傳遞，線圈之間的松耦合系數(shù)往往很小，而且在傳輸能量的過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生無(wú)功功率。為減少系統(tǒng)中的無(wú)功損耗，提高傳輸效率，國(guó)內(nèi)外的許多專(zhuān)家學(xué)者研究了許多不同的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其中包括常見(jiàn)的SS、SP、PS、PP型補(bǔ)償方式(S、P分別表示補(bǔ)償電容為串聯(lián)、并聯(lián)方式)，還有LCL型、CLC型、電容陣列等更多高階的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[8-14]。例如文獻(xiàn)[11]對(duì)LCC拓?fù)溥M(jìn)行了研究，證明在耦合系數(shù)變化范圍為200%以?xún)?nèi)，系統(tǒng)傳輸功率下降不超過(guò)20%；文獻(xiàn)[12]通過(guò)變靜態(tài)補(bǔ)償法，使得LCL-LCL型IPT系統(tǒng)具有恒壓或者恒流的輸出特性；文獻(xiàn)[13]分析了基于LCL-S/LCL補(bǔ)償拓?fù)?，利用開(kāi)關(guān)切換的方法實(shí)現(xiàn)接收端恒壓或者恒流輸出(與負(fù)載無(wú)關(guān))的輸出。僅使用某種諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)或者配合開(kāi)關(guān)來(lái)切換不同的拓?fù)?，通常只能夠?qū)崿F(xiàn)恒壓、恒流的特性，而無(wú)法動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)輸出功率。文獻(xiàn)[14]在LCC拓?fù)涞幕A(chǔ)上，通過(guò)對(duì)逆變電路的移相控制實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)，但對(duì)于輕載狀態(tài)下的IPT系統(tǒng)無(wú)法進(jìn)行輸出功率調(diào)節(jié)。同時(shí)，隨著逆變控制角的減小，輸入諧波增大，容易對(duì)器件產(chǎn)生損害[15]。

本研究提出基于三SCC結(jié)構(gòu)的LCCC-S型拓?fù)?，通過(guò)移相控制各金屬氧化物半導(dǎo)體(metal oxide semiconductor，MOS)管的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，最終實(shí)現(xiàn)輸出電壓的無(wú)級(jí)調(diào)節(jié)。同時(shí)，還分析了三SCC電路的工作模態(tài)以及參數(shù)設(shè)計(jì)，所提出的諧振拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)全橋開(kāi)關(guān)和三SCC的零電壓開(kāi)關(guān)(zero voltage switching，ZVS)，有效降低IPT系統(tǒng)中的開(kāi)關(guān)損耗與無(wú)功損耗。最后通過(guò)仿真與小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該IPT系統(tǒng)的可行性與有效性。

1 數(shù)學(xué)模型分析

1.1 LCC-S拓?fù)涞臄?shù)學(xué)模型

圖1 LCC-S的等效電路

LCC-S拓?fù)涞闹C振條件為

(1)

(2)

當(dāng)接收端的全橋負(fù)載電阻為RL時(shí)，其等效交流負(fù)載Req、折算至發(fā)射端的反射阻抗Zre分別為：

(3)

(4)

在此諧振條件下逆變后的發(fā)射端輸入電流

(5)

同時(shí)，IPT系統(tǒng)的輸入功率Pin、輸出功率Po的表達(dá)式分別為：

(6)

(7)

由式(1)不難看出，線圈、電感等感性元件和電容的取值存在一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系。當(dāng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)滿(mǎn)足諧振條件時(shí)，LCC-S拓?fù)涞妮敵龉β蔖o主要受互感值M、負(fù)載電阻Req、輸入電壓US和補(bǔ)償參數(shù)a控制；所以，對(duì)于給定規(guī)格的無(wú)線充電線圈而言，其自感LT為定值，當(dāng)補(bǔ)償參數(shù)a變化時(shí)，其電感值、電容值在設(shè)計(jì)上都要發(fā)生改變，不利于拓?fù)鋮?shù)的調(diào)整。

1.2 LCCC-S拓?fù)涞臄?shù)學(xué)模型

與LCL拓?fù)渫卣沟絃CC拓?fù)漕?lèi)似，改進(jìn)型LCC拓?fù)鋭t是在LCC拓?fù)涞妮斎胫飞显偌尤?個(gè)電容器CT1(電容值為CT1)，稱(chēng)之為L(zhǎng)CCC-S拓?fù)?。LCCC-S拓?fù)涞牡刃щ娐啡鐖D2所示，圖中電容器CT2(電容值為CT2)同LCC-S拓?fù)渲械腃T。

圖2 LCCC-S的等效電路

對(duì)圖2所示電路列寫(xiě)電路方程

(8)

其中

考慮到CT1和CT2在與電感和線圈串聯(lián)時(shí)，其等效電路模型可以化簡(jiǎn)為L(zhǎng)CL拓?fù)?，如圖3所示，圖中L′1對(duì)應(yīng)LP與CT1串聯(lián)的等效電感，L′T對(duì)應(yīng)LT與CT2串聯(lián)的等效電感。

圖3 簡(jiǎn)化后的LCCC-S拓?fù)?/p>

LCL的諧振條件之一就是必須滿(mǎn)足L′1=L′T，

因此在參數(shù)設(shè)計(jì)上引入相同的電容CT和電感LP更容易滿(mǎn)足諧振條件，同時(shí)也降低了下文可控開(kāi)關(guān)電容(switch-controlled capacitor，SCC)移相控制的參數(shù)設(shè)計(jì)難度。

所以令

(9)

則各支路電流表達(dá)式可化簡(jiǎn)為：

(10)

(11)

(12)

為使系統(tǒng)的整體無(wú)功為0，諧振條件應(yīng)滿(mǎn)足：

(13)

因此各支路電流表達(dá)式(10)—(12)可進(jìn)一步化簡(jiǎn)為：

(14)

(15)

(16)

由式(14)—(16)可知，當(dāng)拓?fù)涓髟?shù)滿(mǎn)足條件式(9)、(13)時(shí)，輸入電流IS與輸入電壓US同相位，線圈電流IT滯后IS四分之一周期，且與負(fù)載無(wú)關(guān)，而IP始終超前于輸入電流，且與電容CP、負(fù)載、系統(tǒng)的諧振頻率成反比。

此時(shí)系統(tǒng)的Pin、Po、傳輸效率η表達(dá)式分別為：

(17)

(18)

(19)

不同參數(shù)下的輸出功率、效率曲線如圖4所示，顯然LCC-S拓?fù)涞妮敵龉β蔖o主要受互感值M、負(fù)載電阻Req、輸入電壓US和電容CP影響，而傳輸效率與儲(chǔ)能元件的參數(shù)無(wú)關(guān)。

圖4 不同參數(shù)下的輸出功率曲線與效率曲線

同樣在線圈自感LT已經(jīng)確定的情況下，由于多引入了1個(gè)電容，系統(tǒng)的補(bǔ)償方程組中便存在1個(gè)自由度，即電容CP、CT的取值并不唯一。僅改變電容值CP、CT，無(wú)需改變電感LP便可以直接在交流回路中進(jìn)行輸出的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。

2 LCCC-S的電容控制策略

2.1 高頻開(kāi)關(guān)電容變換器

SCC是利用高頻開(kāi)關(guān)器件調(diào)節(jié)電容儲(chǔ)能過(guò)程的結(jié)構(gòu)，在交直流電路中有廣泛的應(yīng)用[17-19]。在AC電路中，SCC可利用PWM移相調(diào)制或者占空比調(diào)制，改變其對(duì)外的等效電容值，進(jìn)而改變輸出電流。SCC拓?fù)浯笾驴煞譃榘氩ㄐ秃腿ㄐ?，其中全波型不存在單?cè)偏置問(wèn)題，更適用于對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)下的交流諧振網(wǎng)絡(luò)。

圖5 全波串聯(lián)型SCC

設(shè)定逆變驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vgs1的上升沿正處于初始時(shí)刻(t0)，且諧振頻率與逆變器工作頻率一致。為不失一般性，可設(shè)該系統(tǒng)的輸入電壓us(t)、某一SCC所在支路電流iX(t)的時(shí)域基波表達(dá)式分別為：

uS(t)=USsinωt，

(20)

iX(t)=ωCeqUeqsin(ωt+φ).

(21)

式中t為時(shí)間。

SCC電路的電壓與電流波形如圖6所示，圖中Vgs1、VgsB分別為逆變器MOS管S1、SCC電路的MOS管SB的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，θ為電容器每半周內(nèi)的實(shí)際充放電時(shí)間，φ為電流與輸入電壓之間的相位差，ψ為支路電流iX超前驅(qū)動(dòng)信號(hào)VgsB上升沿的相位，α為PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制角。

圖6 移相調(diào)制下的SCC電路工作波形

假設(shè)開(kāi)關(guān)管SB的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)VgsB相對(duì)輸入電壓US移相α，則在SB導(dǎo)通的時(shí)間段內(nèi)，

(22)

結(jié)合圖6分析各波形相位之間的關(guān)系，可得出θ、ψ的表達(dá)式分別為：

(23)

(24)

消去多余項(xiàng)，可得等效電容

(25)

由上述理論分析可知，該SCC模型能夠?qū)崿F(xiàn)電容的平滑調(diào)控，ψ的調(diào)節(jié)范圍為[90°，180°]。同時(shí)可得MOS管實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān)所需滿(mǎn)足的條件為

α+φ<π.

(26)

2.2 三SCC拓?fù)涞膮?shù)分析

SCC電路的主要組成部分是1個(gè)并聯(lián)電容器和1對(duì)背靠背MOS管，需要選取適當(dāng)?shù)碾娙葜祬?shù)，并分析SCC等效電容Ceq中主相位ψ的控制方法，以保證三SCC電路的可靠性。

三SCC拓?fù)涞刃Ы涣麟娐啡鐖D7所示，圖中SC至SF亦為MOS管開(kāi)關(guān)，用SCC1、SCC2、SCC3取代原LCCC-S電路中的電容器CP、CT1、CT2，其對(duì)應(yīng)的并聯(lián)電容C1、C2、C3容值均為C。CB為SCC1所在支路的基準(zhǔn)電容，可使得該支路的電容值存在最小值，避免發(fā)生短路。

圖7 三SCC拓?fù)涞刃Ы涣麟娐?/p>

將式(23)、(25)代入諧振條件式(13)中，得到

(27)

式中：ψ1為SCC1支路的主相位；ψ2為SCC2支路的主相位。

在給定電感參數(shù)的情況下，SCC電路中并聯(lián)電容的取值不同，其所具備的電壓調(diào)節(jié)范圍也不同。采用賦值法，將

(28)

代入到式(27)中，此時(shí)，將式(27)看作是關(guān)于自變量CB與C的二元函數(shù)式

(29)

則滿(mǎn)足fA(CB，C)=0的非零解集，均為電容的可取值。此時(shí)接收端輸出電壓增益

(30)

圖8所示為不同電容取值下的輸出電壓增益。由圖8可知，在主相位ψ1=90°時(shí)，電壓增益Gv為最小值0.4。這是由于電容器C2與C3都被交替工作的MOS管所短路，電路退化為L(zhǎng)CL拓?fù)?。而在不同電容比值CB/C下，不同的主相位ψ1可以對(duì)電壓增益Gv進(jìn)行單調(diào)調(diào)節(jié)。

圖8 移相控制的電壓增益曲線

同一控制角下的電容比值CB/C越高，SCC電路所具有的調(diào)控范圍就越寬；然而，隨著CB/C的增大，MOS管所承受的電壓應(yīng)力也越大，SCC1峰值電壓如圖9所示。導(dǎo)通損耗也會(huì)隨并聯(lián)電容C的減小而增加，因此選取電容值時(shí)，要綜合考慮所需的調(diào)壓范圍以及MOS管耐壓和效率的要求，在滿(mǎn)足硬件輸出要求的情況下，選取較大的CB/C，以獲得更寬的調(diào)壓范圍。

圖9 移相控制的SCC峰值電壓曲線

線圈電流IT滯后輸入電流IS四分之一周期，在電路滿(mǎn)足諧振條件后，IT和IS與輸入電壓US之間的相位差總是不變的；因此，對(duì)于SCC2支路，其開(kāi)關(guān)管SD的控制角α=ψ2，輸入電壓US與輸入電流IS的相位差恒為0。

對(duì)于SCC3支路，其開(kāi)關(guān)管SF的控制角α=ψ2+90°，輸入電壓US與線圈電流IT的相位差恒為90°；因此，只要解決了SCC1主相位ψ1的控制方式，那么剩余SCC支路的α均可以由式(27)確定。

而對(duì)于SCC1支路的控制角控制，可假設(shè)電路運(yùn)行于理想狀態(tài)下，則由式(16)、(25)可得電流IP與輸入電壓US之間相位差

(31)

結(jié)合本研究仿真與實(shí)驗(yàn)的元件參數(shù)與式(23)，可以得到控制角α與主相位ψ1、相位差φ之間的關(guān)系，如圖10所示。

圖10 α、ψ1、φ相位圖

利用線性擬合的方法可以得知，在該系統(tǒng)中，雖然α與ψ1存在非線性關(guān)系，但這2組相位的擬合優(yōu)度R2=0.997 643 27，近似線性相關(guān)。為抵消樣本數(shù)量影響，調(diào)整后的R2=0.997 632 51，這說(shuō)明回歸直線對(duì)觀測(cè)值(α，ψ1)的擬合程度高。由此，可近似認(rèn)為主相位ψ1僅受α的單調(diào)線性控制，并且一一對(duì)應(yīng)。這不僅避免了對(duì)相位差φ的測(cè)量，同時(shí)因α是由MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)直接產(chǎn)生的，也更容易實(shí)現(xiàn)對(duì)主相位ψ1的控制。

逆變器移相控制和SCC移相控制在調(diào)壓的機(jī)理上有所不同。逆變器移相控制是通過(guò)改變輸入方波信號(hào)的基波分量，進(jìn)而改變輸出的電壓；而SCC移相電路是改變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的對(duì)外等效參數(shù)進(jìn)行調(diào)壓。SCC電路的優(yōu)勢(shì)如下。

a)可以改變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)進(jìn)行重新設(shè)置。線圈老化、電感或電容的實(shí)際阻抗與標(biāo)稱(chēng)值存在誤差，都將導(dǎo)致系統(tǒng)不滿(mǎn)足諧振條件，造成傳輸效率下降；SCC電路可以靈活調(diào)節(jié)其控制角，使得補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)匹配相應(yīng)的諧振條件。

b)SCC電路在原邊工作頻率的選擇上更加靈活。逆變器直接移相只能適用于特定頻率下的IPT系統(tǒng)調(diào)節(jié)，一旦發(fā)生頻率偏移，系統(tǒng)不滿(mǎn)足諧振條件，其輸出效率會(huì)下降；而SCC移相電路是改變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，因此IPT系統(tǒng)可以工作在多個(gè)頻率點(diǎn)下，并且依然滿(mǎn)足諧振條件。系統(tǒng)輸入、輸出波形如圖11所示，當(dāng)系統(tǒng)工作在90 kHz時(shí)，可以調(diào)節(jié)輸入電壓、電流呈零相角(zero phase angle，ZPA)，其工作狀態(tài)依然滿(mǎn)足諧振條件。圖11中Uout為輸出電壓(直流負(fù)載兩端電壓)，Iout為流過(guò)直流負(fù)載的輸出電流。

圖11 90 kHz時(shí)輸入、輸出波形

c)當(dāng)系統(tǒng)降頻的時(shí)候，IPT系統(tǒng)會(huì)呈容性。此時(shí)電流超前于電壓，這不利于逆變器(尤其是基于移相控制的逆變器滯后橋臂[20])ZVS的實(shí)現(xiàn)，同時(shí)會(huì)使開(kāi)關(guān)噪聲增大；而SCC電路在一定頻率范圍內(nèi)都可以使IPT系統(tǒng)略呈感性。

2.3 三SCC電路的工作模態(tài)分析

同樣設(shè)定逆變驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vgs1的上升沿正處于初始時(shí)刻(t0)，三SCC電路各支路工作周期如圖12所示。

圖12 三SCC工作周期分析

在圖12中：VgsX對(duì)應(yīng)高頻開(kāi)關(guān)管SX的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其中X∈{1，B，D，F(xiàn)}；ICA(Y)、IQ(Y)、ueq(Y)分別為各SCC的流經(jīng)并聯(lián)電容器的電流、MOS管漏源電流、兩端等效電壓，其中Y∈{C1，C2，C3}，對(duì)應(yīng)3個(gè)SCC。

各支路電流關(guān)系為：

(32)

1個(gè)工作周期內(nèi)各個(gè)MOS管的占空比均為50%，3個(gè)SCC的工作模態(tài)可以根據(jù)MOS管的導(dǎo)通狀態(tài)，分為6種不同的工作周期，三SCC工作模態(tài)如圖13所示，其中流經(jīng)SCC1的綠色線為IP，流經(jīng)SCC2的紅色線為IS，流經(jīng)SCC3的黃色線為IT。

圖13 單周期三SCC工作模態(tài)

a)[t0，t1)段：初始輸入電流IS為正。SA、SC、SF分別導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)1。電容C2兩側(cè)的電壓無(wú)法突變且為左負(fù)右正，C1、C3由于各自MOS管的導(dǎo)通而被鉗制在零電位。

b)[t1，t2)段：SF關(guān)斷，SE導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)2。IP為充電電流且不斷減小，C3兩端電容電壓反向增大。

c)[t2，t3)段：SA關(guān)斷，SB導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)3。IP為充電電流并且不斷減小，C1兩端電容電壓反向增大；電容C2放電結(jié)束，輸入電流IS流經(jīng)SC；當(dāng)電流IT過(guò)零點(diǎn)后，C3兩端電壓開(kāi)始減小。

d)[t3，t4)段：SC關(guān)斷，SD導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)4。輸入電流方向依然為正，并向C2充電；電流IT、IS先后經(jīng)歷過(guò)零點(diǎn)，即電流換向，電容C1由充電轉(zhuǎn)為放電階段。

e)[t4，t5)段：SE關(guān)斷，SF導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)5。C3從零電位位開(kāi)始充電，C1放電結(jié)束并被MOS管SB的導(dǎo)通所鉗位。

f)[t5，t6)段：SB關(guān)斷，SA導(dǎo)通，此時(shí)電路處于模態(tài)6。電容C1從零電位開(kāi)始反向充電，C2放電結(jié)束并因MOS管SD的導(dǎo)通而被鉗位在零電位，C3電流換向并開(kāi)始放電。

g)[t6，t7)段：SD關(guān)斷，SC導(dǎo)通，此時(shí)電路回到模態(tài)1。而初始時(shí)刻t6電路的開(kāi)關(guān)狀態(tài)雖為SA、SC、SF導(dǎo)通，但其電特性尚未恢復(fù)，C2從零電位開(kāi)始反向充電，C1開(kāi)始放電。

h)當(dāng)C2因電流過(guò)零點(diǎn)開(kāi)始放電，C1放電結(jié)束后，在t7時(shí)刻各開(kāi)關(guān)狀態(tài)與電特性才與t0時(shí)刻的相同。

在t0—t7內(nèi)，三SCC電路完成了1次工作模態(tài)上的循環(huán)，MOS管開(kāi)關(guān)頻率與系統(tǒng)諧振工作頻率相同。

由上述模態(tài)分析可以看出，不同支路的SCC都存在電容充放電的過(guò)程，而且不同的充放電時(shí)間導(dǎo)致電容儲(chǔ)存的電荷數(shù)量不同，進(jìn)而改變各支路SCC等效電容值。即使已給定MOS管觸發(fā)信號(hào)，但在并聯(lián)電容完成放電之前，MOS管皆無(wú)法導(dǎo)通，直至電容放電完成。此時(shí)兩端電壓為0，即MOS管可以零電壓導(dǎo)通，ZVS軟開(kāi)關(guān)得以實(shí)現(xiàn)。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)分析

3.1 仿真與結(jié)果分析

利用PSIM仿真軟件對(duì)提出的三SCC結(jié)構(gòu)的LCCC-S型IPT系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。系統(tǒng)的工作頻率f為100 kHz，各SCC電路的并聯(lián)電容值C相同。仿真中還考慮了MOS管的導(dǎo)通電阻Rds、反并聯(lián)體二極管的正向壓降(反映其導(dǎo)通損耗)，以及電感元件的直流電阻RDL(反映其功率損耗)，同時(shí)，通過(guò)多次試驗(yàn)校準(zhǔn)了α的調(diào)節(jié)范圍，對(duì)應(yīng)主相位ψ1的調(diào)節(jié)范圍[90°，180°]。

具體仿真參數(shù)設(shè)置見(jiàn)表1。

表1 三SCC仿真電路參數(shù)

結(jié)合繪圖工具Origin重新繪制得到仿真波形，部分波形如圖14所示，C1的控制角α=79.2°，輸入電壓uS的過(guò)零點(diǎn)超前于輸入電流iS的過(guò)零點(diǎn)，經(jīng)整流后的輸出電壓Uout為50.51 V，USA、USB分別為MOS管SA、SB兩端的漏源電壓。

圖14 IPT系統(tǒng)的部分仿真波形

圖15所示為SCC1電路MOS管SA的驅(qū)動(dòng)信號(hào)VgsA與SA的漏源電壓USA的波形對(duì)比。由圖15可知：電容電壓無(wú)法突變，故只有當(dāng)并聯(lián)電容C1徹底放完電后，MOS管兩端的漏源電壓從0轉(zhuǎn)為正電壓；MOS關(guān)斷期間并聯(lián)電容的充放電時(shí)間θ小于系統(tǒng)的半工作周期，此時(shí)MOS管導(dǎo)通的瞬間兩端電壓為0，從而實(shí)現(xiàn)了SCC中零電壓導(dǎo)通。

圖15 SCC拓?fù)涞姆抡娌ㄐ?/p>

對(duì)于全橋逆變器，只要保證逆變后的系統(tǒng)輸入阻抗略呈感性，即輸入電壓uS超前于輸入電流iS，便可實(shí)現(xiàn)全橋開(kāi)關(guān)的ZVS導(dǎo)通[21]。

3.2 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本研究設(shè)計(jì)了含三SCC拓?fù)涞母唠AIPT系統(tǒng)，實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)選擇與仿真參數(shù)一致。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)由直流電源、輔助電源、逆變器、SCC、磁耦合線圈、接收端補(bǔ)償電路、整流電路和直流電子負(fù)載等組成。由數(shù)字信號(hào)處理器DSP28335產(chǎn)生共4對(duì)互補(bǔ)的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，經(jīng)由光耦HCPL-3140隔離驅(qū)動(dòng)逆變器、3個(gè)SCC中的MOS管。搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖16所示。

圖16 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖17所示為SCC的調(diào)壓波形圖。輸入電壓uS保持不變，通過(guò)改變SCC各自的移相控制角，使得輸出電壓Uout從35 V跳變至25 V，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。得益于CT1=CT2這一諧振條件，無(wú)論輸出為35 V還是25 V，VgsE信號(hào)始終超前VgsD信號(hào)90°的相位，與前文的分析一致。

圖17 SCC移相調(diào)壓波形(35 V至25 V)

圖18、19所示為IPT實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在互感M=27.6 μH時(shí)，不同負(fù)載下的各種電壓、電流波形。

圖18 負(fù)載為30 Ω實(shí)驗(yàn)波形(M=27.6 μH)

圖20所示為IPT實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在互感M=18.4 μH時(shí)，負(fù)載為20 Ω下的電壓、電流波形。將實(shí)驗(yàn)波形與仿真波形圖14進(jìn)行對(duì)比分析，二者波形形狀基本一致。

圖19 負(fù)載為20 Ω實(shí)驗(yàn)波形(M=27.6 μH)

圖20 負(fù)載為20 Ω實(shí)驗(yàn)波形(M=18.4 μH)

由圖18—20可知，輸入電流略滯后于輸入電壓，系統(tǒng)呈弱感性，無(wú)功損耗較小。同時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)α可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。對(duì)于不同的直流負(fù)載RL以及不同的互感M情況，可以通過(guò)調(diào)整發(fā)射端SCC的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制角α，使得輸出電壓Uout滿(mǎn)足負(fù)載需求。

a)當(dāng)RL=30 Ω、M=27.6 μH時(shí)，調(diào)整α=68.4°，可以控制輸出電壓Uout=50.01 V(要求輸出50 V)，輸出電流Iout=1.67 A。

b)當(dāng)RL=20 Ω、M=27.6 μH時(shí)，調(diào)整α=73.7°，可以控制輸出電壓Uout=50.05 V(要求輸出50 V)，輸出電流Iout=2.50 A。

c)當(dāng)RL=20 Ω、M=18.4 μH時(shí)，調(diào)整α=77.8°，可以控制輸出電壓Uout=40.07 V(要求輸出40 V)，輸出電流Iout=2.00 A。

對(duì)于SCC電路的ZVS驗(yàn)證如圖21所示。圖21展示了MOS管的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)VgsA、漏源電壓USA和電流IQ(C1)的實(shí)驗(yàn)波形，其零電壓導(dǎo)通區(qū)域也已圈出。不難看出在MOS管施加驅(qū)動(dòng)信號(hào)的瞬間，漏源電壓USA為0，并且需要等電容完成1次充放電過(guò)程，漏源電流IQ(C1)才會(huì)正向流經(jīng)MOS管。這就是零電壓導(dǎo)通的全過(guò)程。

圖21 MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)、漏源電壓和漏源電流波形

不同主相位ψ1的效率曲線如圖22所示，計(jì)算效率時(shí)所用的輸入功率為直流電源輸出電壓與輸出電流的乘積。仿真效率最高為92.96%，整體效率維持在91.51%；實(shí)驗(yàn)最高效率為83.43%，整體效率維持在80.60%。系統(tǒng)的傳輸效率在MOS管控制角的變化范圍內(nèi)保持穩(wěn)定，說(shuō)明不同狀態(tài)下的SCC開(kāi)關(guān)損耗保持一致。

圖22 移相調(diào)制的效率曲線

仿真效率與實(shí)驗(yàn)效率之間存在10%左右偏差，其主要損耗源于實(shí)驗(yàn)中的振鈴現(xiàn)象與線路損耗，可通過(guò)改進(jìn)PCB布線設(shè)計(jì)等改善。

設(shè)定負(fù)載RL=20 Ω，互感M=27.6 μH，輸出電壓曲線如圖23所示，其中包含了理論計(jì)算輸出電壓曲線、仿真曲線、實(shí)驗(yàn)曲線。

圖23 移相調(diào)制的輸出電壓曲線

由于采用了線性擬合的控制方法，相同控制角α下的實(shí)驗(yàn)輸出電壓與理論值存在一定偏差，但三者的輸出調(diào)壓范圍與電壓變化趨勢(shì)大致相同；因此，可以通過(guò)重新調(diào)節(jié)α，使得輸出電壓保持一致。當(dāng)α的精度足夠高時(shí)，系統(tǒng)可以進(jìn)行輸出電壓平滑調(diào)整，即實(shí)現(xiàn)無(wú)級(jí)調(diào)節(jié)。

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，三SCC結(jié)構(gòu)的LCCC-S型IPT系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)全橋開(kāi)關(guān)和SCC開(kāi)關(guān)管的ZVS，在不同負(fù)載、互感的條件下，通過(guò)PWM移相調(diào)制可以實(shí)現(xiàn)接收端輸出電壓的平滑控制，具有一定的可行性和有效性。

4 結(jié)論

本研究通過(guò)引入SCC拓?fù)洌Y(jié)合固定元器件參數(shù)下的LCCC電路，建立了三SCC結(jié)構(gòu)的LCCC-S型IPT系統(tǒng)，并對(duì)相應(yīng)參數(shù)設(shè)計(jì)與工作模式進(jìn)行了數(shù)學(xué)分析。

具體總結(jié)如下：

a)該IPT系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)全橋開(kāi)關(guān)和SCC開(kāi)關(guān)的ZVS軟開(kāi)關(guān)，有較小的無(wú)功損耗。在保持系統(tǒng)傳輸高效率的同時(shí)，還可以對(duì)不同條件下的輸出電壓進(jìn)行無(wú)級(jí)調(diào)節(jié)。

b)三SCC拓?fù)涞目刂品绞胶?jiǎn)化為PWM的移相控制，無(wú)需外加過(guò)零檢測(cè)電路來(lái)完成相位差的校準(zhǔn)，具有與理論值相同的調(diào)壓范圍與變化趨勢(shì)，易于控制。后續(xù)擬采用采樣通信的方式搭建控制閉環(huán)，進(jìn)一步驗(yàn)證三SCC拓?fù)湓趧?dòng)態(tài)IPT系統(tǒng)中的可行性。

c)仿真與設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)都證明了簡(jiǎn)化后的移相控制對(duì)三SCC電路實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)的可行性。但由于實(shí)驗(yàn)所設(shè)計(jì)PCB板的連接導(dǎo)線較多、較長(zhǎng)，導(dǎo)致電容充放電時(shí)發(fā)生振鈴現(xiàn)象，降低了實(shí)驗(yàn)的傳輸效率。后續(xù)將采用更加合理的PCB板布局來(lái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，進(jìn)一步提升實(shí)驗(yàn)效率。