秦潤(rùn)田，曹其超，許奕然，鄭 宏

（1.江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013；2.江蘇卓特電氣科技有限公司，江蘇 鎮(zhèn)江 212000；3.中國(guó)礦業(yè)大學(xué) 電氣與動(dòng)力工程學(xué)院，江蘇 徐州 221116）

0 引言

近年來(lái)，關(guān)于新能源汽車的電池系統(tǒng)和車載充電電源的研究受到重視[1,2]。由于電動(dòng)汽車高壓電池組的端電壓范圍都比較寬，所以需要利用寬增益范圍DC/DC變換器來(lái)完成電能變換，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)電動(dòng)汽車用電設(shè)備的供電[3,4]。

目前，LLC諧振變換器的輸出電壓大多采用變頻或移相方式進(jìn)行調(diào)節(jié)控制。變頻調(diào)控方式效率較高，但也存在以下缺點(diǎn)：不適用于輸入電壓范圍較寬的場(chǎng)合；增加系統(tǒng)中的電磁干擾[5]。

為了拓寬輸入電壓范圍，移相全橋控制DC/DC變換器被提出。移相控制固定開(kāi)關(guān)頻率，可以使變換器輸入電壓范圍較寬，實(shí)現(xiàn)大功率輸出；但是，其滯后橋臂軟開(kāi)關(guān)工作范圍小、輕載時(shí)滯后橋臂上的MOS管很難零電壓開(kāi)通的缺點(diǎn)，導(dǎo)致變換器的效率低下[6,7]。

為了綜合變頻和移相控制的優(yōu)點(diǎn)，文獻(xiàn)[8]提出一種將二者混合的控制方法，既保證了效率，又拓寬了輸入電壓的范圍。文獻(xiàn)[9]為提高效率，提出一種帶有共享零電壓切換和雙輸出串聯(lián)的混合全橋–半橋轉(zhuǎn)換器。文獻(xiàn)[10]提出在LLC諧振腔的基礎(chǔ)上引入陷波單元，進(jìn)而構(gòu)成多單元諧振LCLCL變換器，在開(kāi)關(guān)頻率變化范圍較小情況下實(shí)現(xiàn)了低增益變換；然而，由于構(gòu)成諧振腔多元件之間相互影響的參數(shù)卻并不明確，所以LCLCL尚未得到廣泛應(yīng)用，還需進(jìn)一步研究。

可變電感能有效降低電磁干擾，因而被廣泛應(yīng)用于LED驅(qū)動(dòng)器等應(yīng)用領(lǐng)域[11]。

本文提出，采用磁控制的可變電感代替諧振電感，并與雙變壓器LLC諧振變換器相結(jié)合的方案：將輸出電壓轉(zhuǎn)換成電流信號(hào)，從而控制磁芯的飽和程度，實(shí)現(xiàn)電感量的可變，使輸出電壓保持穩(wěn)定；同時(shí)，采用可變電感和改變開(kāi)關(guān)頻率的混合控制來(lái)提高變換器的工作效率。

1 雙變壓器變換器工作原理

雙變壓器變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中：變壓器T2與Lr、Cr、T1串聯(lián)構(gòu)成雙變壓器結(jié)構(gòu)。輔助雙向開(kāi)關(guān)管S5、S6與變壓器T2的主繞組并聯(lián)。變壓器T1和T2的副邊通過(guò)2個(gè)整流電路并聯(lián)，分擔(dān)負(fù)載。Nac為L(zhǎng)r的主繞組，N1、N2為其附加繞組。反饋回路通過(guò)控制直流偏置電流Idc來(lái)實(shí)現(xiàn)電感量的控制。

圖1 雙變壓器LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig. 1 Topology diagram of dual transformer LLC resonant converter

1.1 電路拓?fù)湓矸治?/h3>

基于可變電感的雙變壓器變換器的工作波形如圖2所示。

圖2 變換器的工作波形Fig. 2 Working waveform of the converter

圖2中，開(kāi)關(guān)管S1、S4和S2、S3互補(bǔ)導(dǎo)通，占空比各為50%。于是，Uab成為占空比為50%、峰值為±Uin的方波。

當(dāng)變換器工作在定頻模式時(shí)，雙向開(kāi)關(guān)S5和S6開(kāi)通，變壓器T2關(guān)閉，自動(dòng)切斷整流器2。該變換器成為一個(gè)傳統(tǒng)的全橋LLC諧振變換器。

當(dāng)變換器工作在混合控制模式時(shí)，考慮原邊的環(huán)流損耗很大，此時(shí)：雙向開(kāi)關(guān)S5和S6關(guān)閉，變壓器T2開(kāi)通；一次側(cè)總磁化電感由Lm1增加到Lm1+Lm2，使得磁化電流減小，損耗降低。這時(shí)，變換器成為雙變壓器LLC諧振變換器。這樣，在保持低磁化電流的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了直流增益范圍的擴(kuò)大，也提高了效率。

為便于分析雙變壓器LLC諧振變換器工作原理，現(xiàn)規(guī)定：

（1）開(kāi)關(guān)管、整流二極管均為理想狀態(tài)。

（2）S1—S6的寄生電容大小相等。

（3）2個(gè)變壓器的匝數(shù)比分別為n1和n2，且n2=n1Lm1/Lm2。

為使開(kāi)關(guān)損耗降低，將雙變壓器的LLC工作設(shè)置在零電壓切換（Zero voltage switch，ZVS）區(qū)域；此時(shí)，定頻模式和混合控制模式的工作模態(tài)相似。

以混合控制模式為例，考慮工作狀態(tài)對(duì)稱性，選取正半周期進(jìn)行分析，具體如下。

開(kāi)關(guān)模態(tài)1——[t0～t1]。對(duì)應(yīng)等效電路圖如圖3所示。圖3中：在t0時(shí)刻之前，開(kāi)關(guān)管S2、S3開(kāi)通，iLr為負(fù)，T1、T2原副邊繞組中電流值均為0。t0時(shí)刻，所有的開(kāi)關(guān)管全都關(guān)閉；此時(shí)諧振電流iLr為負(fù)，iLr分別給 S1、S2、S3、S4的寄生電容充放電。當(dāng)Ua上升到Uin，且Ub下降到0時(shí)，S1、S4的體二極管流過(guò)電流iLr，為ZVS開(kāi)通創(chuàng)造條件。t1時(shí)刻模態(tài)1結(jié)束。

圖3 變換器工作模態(tài)1Fig. 3 Transformer operating mode 1

開(kāi)關(guān)模態(tài) 2——[t1～t2]。對(duì)應(yīng)的等效電路圖如圖4所示。圖4中，在t1時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1、S4實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，T1、T2副邊整流二極管D1和D4與D5和D8開(kāi)始導(dǎo)通；勵(lì)磁電感Lm1、Lm2的輸出電壓被變壓器鉗位為U0；Lr與Cr發(fā)生串聯(lián)諧振，輸入電壓源通過(guò)諧振支路向負(fù)載傳輸能量。當(dāng)Lr上的電流等于Lm上的電流時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

圖4 變換器工作模態(tài)2Fig. 4 Transformer operating mode 2

開(kāi)關(guān)模態(tài) 3——[t2～t3]。對(duì)應(yīng)的等效電路圖如圖5所示。圖5中，在t2時(shí)刻，iLr=iLm，T1、T2副邊電流自然降到0，D1和D4，D5和D8實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷。此時(shí)，Lm1、Lm2不再受到輸出電壓鉗位，與諧振電感Lr、諧振電容Cr一起諧振。t3時(shí)刻，S1、S4關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。t3時(shí)刻變換器進(jìn)入對(duì)稱的新模態(tài)。

圖5 變換器工作模態(tài)3Fig. 5 Transformer operating mode 3

1.2 可變電感控制電壓增益分析

通過(guò)上述的模態(tài)分析，利用基波分析法可得該諧振變換器的交流等效電路，如圖6所示。

圖6 雙變壓器LLC變換器等效電路Fig. 6 Equivalent circuit of dual transformer LLC converter

基于基波分析法的雙變壓器模式下的LLC諧振變換器電壓增益：

式中：Ln=(Lm1+Lm2)/Lr，為歸一化電感量；Q=Z0/Req為品質(zhì)因數(shù)，，為交流等效電阻，Z0為特征阻抗；fn=fs/fr，為歸一化頻率，fs為開(kāi)關(guān)頻率，fr為串聯(lián)諧振頻率；m=Lm2/Lm1，為勵(lì)磁電感比。

在利用可變電感來(lái)代替諧振電感時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)中Lr發(fā)生變化會(huì)引起Ln、fr、fn也發(fā)生變化。假設(shè)Lr為電感初始值，Lr′為電感變化后的值，對(duì)Lr′進(jìn)行標(biāo)幺值處理可得：

將式（3）帶入式（1），可以得到電壓增益與諧振電感Lr變化量a的關(guān)系式：

由式（4）可知，基于磁控制的可變電感雙變壓器LLC變換器可以增大電壓增益。

電壓增益M隨a變化的曲線如圖7所示。從圖7中可以看出，在fn＜1情況下，變換器電壓增益隨著a的減小而增加；這有利于增大輸入電壓范圍，減小開(kāi)關(guān)損耗和磁性元件損耗。當(dāng)通過(guò)頻率跟蹤使變換器工作開(kāi)關(guān)頻率在諧振頻率附近時(shí)，可以提高變換器的工作效率。

圖7 不同a取值下的電壓增益曲線Fig. 7 Voltage gain curves under differentavalues

2 可變電感的控制原理

可變電感是通過(guò)控制磁芯的飽和程度來(lái)實(shí)現(xiàn)電感變化的。如圖8所示，EE型可變電感由磁芯結(jié)構(gòu)和一個(gè)主繞組加雙輔助繞組構(gòu)成，2個(gè)輔助繞組以相同的匝數(shù)繞制兩邊的磁柱上[12,13]。文獻(xiàn)[14]假設(shè)邊柱磁導(dǎo)率為υ1且感量處處相等，推導(dǎo)了一種可變電感的感量，其表達(dá)式如下：

式中：υ1、υ2、υ3分別為邊柱、中柱和中柱氣隙的磁導(dǎo)率；L1、L2、L3分別為邊柱、中柱和氣隙磁路的長(zhǎng)度；A1、A2、A3分別為端柱、邊柱、中柱的截面積，且A3=2A1=2A2；N為磁芯繞制的匝數(shù)。

υ1受到反饋回路的偏置電流Idc的控制。當(dāng)Idc足夠大時(shí)，邊柱和端柱的磁芯達(dá)到飽和，磁導(dǎo)率最小，于是接入電路電感值也最??；隨著偏置電流Idc減小到臨界值，即當(dāng)邊柱和端柱的磁導(dǎo)率跟中柱的磁導(dǎo)率一樣時(shí)，接入電路中的電感值達(dá)到最大值。

3 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 控制模塊設(shè)計(jì)

若只通過(guò)改變諧振電感值來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓保持恒定，則變換器工作在定頻模式。調(diào)節(jié)原理如圖9所示。此時(shí)，輸出的電壓經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)得到的仍然是電壓信號(hào)。該信號(hào)需要經(jīng)過(guò)壓控電流源變?yōu)殡娏餍盘?hào)來(lái)調(diào)節(jié)可變電感的電感量。壓控電流源由運(yùn)算放大器和功率三極管組成，其目標(biāo)是使偏置電流隨著運(yùn)放正相輸入電壓變化而變化，從而改變電感值，最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制。

圖9 電感量調(diào)節(jié)原理圖Fig. 9 Schematic diagram of inductance adjustment

定頻模式下，當(dāng)變換器工作點(diǎn)遠(yuǎn)離諧振頻率時(shí)，變換器效率就比較低。為了提高變換器的工作效率，采用一種基于磁控制可變電感和開(kāi)關(guān)頻率的混合控制，使變換器的工作效率得到提升。這時(shí)就需要在定頻模式的基礎(chǔ)上，增加一個(gè)頻率跟蹤系統(tǒng)來(lái)跟蹤諧振頻率[15]。

頻率跟蹤的原理圖如10所示。圖10中：系統(tǒng)首先需要采集諧振腔回路電流和諧振腔兩端的電壓、電流信號(hào)；將采集到的電壓和電流通過(guò)過(guò)零比較電路轉(zhuǎn)化成方波；將轉(zhuǎn)化的電壓和電流的方波傳輸給相位檢測(cè)模塊，輸出電壓和電流的相位差值θ；通過(guò)頻率跟蹤算法計(jì)算出一個(gè)讓?duì)戎禐榱銜r(shí)的頻率f；將經(jīng)過(guò) PI調(diào)節(jié)后的頻率傳輸給PWM發(fā)生器，PWM產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)應(yīng)頻率的PWM波來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管，使變換器始終工作在諧振頻率點(diǎn)附近。

圖10 頻率跟蹤原理圖Fig. 10 Schematic diagram of frequency tracking

3.2 變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

雙變壓器LLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)為：輸入電壓100～120 V，輸出電壓為12 V，Ln初始值設(shè)置為3，m=1/7，Q為0.5。

根據(jù)輸入輸出電壓可以計(jì)算出變壓器的變比n1：

為了保證變換器工作在區(qū)域 2，原邊開(kāi)關(guān)管ZVS導(dǎo)通、整流管ZCS關(guān)斷，Uin取最大輸入電壓；考慮到整流管壓降和其他誤差的存在，變比n1確定為9.1。

諧振電容的計(jì)算公式如下：

當(dāng)系統(tǒng)的原邊開(kāi)關(guān)管ZVS導(dǎo)通，副邊整流管ZCS關(guān)斷時(shí)，變換器具有較高效率。在最大輸入電壓情況下，諧振電感應(yīng)為最大值：

Ln=3時(shí)，變壓器的勵(lì)磁電感值為：

隨著輸入電壓的降低，需要通過(guò)減小可變電感來(lái)提高電壓增益。當(dāng)a=0.5，即Ln=6時(shí)，可以達(dá)到最低輸入電壓時(shí)的增益要求。求出可變電感的最小值：

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

制作樣機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測(cè)試。

樣機(jī)如圖11所示，變換器所用參數(shù)如表1。

圖11 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig. 11 Experimental prototype

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab. 1 Experimental parameters

在額定負(fù)載下，原邊開(kāi)關(guān)管S1在定頻模式和混合控制模式下的軟開(kāi)關(guān)實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。圖12中，VGS1為S1的驅(qū)動(dòng)電壓波形，VDS1為漏源極電壓波形。從圖12可看出，開(kāi)關(guān)管S1的兩端電壓在驅(qū)動(dòng)電壓到達(dá)之前已經(jīng)降為零；這說(shuō)明，原邊開(kāi)關(guān)管在2種模式下都可實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。

圖12 定頻模式和混合模式下ZVS電壓波形Fig. 12 ZVS voltage waveform in fixed frequency and mixed mode

在額定負(fù)載下，副邊整流二極管D1在定頻模式和混合控制模式下的軟開(kāi)關(guān)實(shí)驗(yàn)波形如圖13所示。圖13中，iD1為流過(guò)二極管D1的電流波形，iLr、iLm分別為諧振電流和勵(lì)磁電流波形。從圖13中可以看出，當(dāng)iLr=iLm時(shí)，流過(guò)副邊二極管D1的電流已經(jīng)為0；該結(jié)果表明，副邊整流管在2種模式下都可以實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷。

圖13 定頻模式和混合模式下ZCS電流波形Fig. 13 ZCS current waveform in fixed frequency and mixed mode

圖14示出了變換器在定頻模式和混合控制模式下的輸入輸出電壓波形。從圖14中可以看出，當(dāng)輸入電壓在100～120V范圍變化時(shí)，2種模式的輸出電壓均可以穩(wěn)定在 12V；該結(jié)果與理論分析基本一致。

圖14 定頻模式和混合模式輸入輸出電壓波形Fig. 14 Input and output waveforms in fixed and mixed mode

圖15示出了額定負(fù)載情況下，定頻和混合控制2種模式下的效率與輸入電壓的關(guān)系曲線。從圖15可以看出，當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，變換器效率逐漸升高，效率最高達(dá)到93.25%。

圖15 輸入電壓與效率關(guān)系曲線Fig. 15 Relationship curve between input voltage versus efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出使用磁控制的可變電感和雙變壓器LLC諧振變換器相結(jié)合的控制方案。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，變換器在2種控制模式下均能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)特性和輸出電壓穩(wěn)定。

分析所測(cè)得的2種模式下的效率曲線，發(fā)現(xiàn)在輸入電壓比較低時(shí)，混合控制模式下變換器的效率相較于定頻模式有明顯的提升。