張玲玲，何資星，郭鳳麗

（中國電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所，江蘇 無錫 214035）

1 引言

在輻射檢測系統(tǒng)中，核輻射探測器一直是探測技術(shù)應(yīng)用的關(guān)鍵器件，自20世紀(jì)60年代起，半導(dǎo)體探測器作為核輻射探測器被重點(diǎn)研究[1]，其中，Si-PIN探測器因具有制造工藝成熟、體積小、封裝簡單、工作電壓低等特點(diǎn)，在射線測量中得到廣泛應(yīng)用[2-3]，特別是在γ射線探測領(lǐng)域[4]。Si-PIN探測器的輸出信號幅度較小，因此需要搭配前置放大電路對其信號進(jìn)行放大。核輻射探測器的核心前置放大電路主要有電荷靈敏、電壓靈敏、電流靈敏3類。由于在增益穩(wěn)定性以及噪聲性能上的優(yōu)勢，電荷靈敏前置放大電路在核輻射探測領(lǐng)域應(yīng)用更廣泛[5]。目前，國內(nèi)外大部分低噪聲電荷靈敏前置放大器的主運(yùn)放電路由結(jié)型場效應(yīng)晶體管（JFET）與高速運(yùn)算芯片構(gòu)成[6]。這樣可同時利用JFET輸入噪聲低、跨導(dǎo)較高的特點(diǎn)與高速運(yùn)算放大器增益高、帶寬高的特點(diǎn)。為了滿足小型便攜式核輻射探測器的應(yīng)用需求，本文直接采用帶有N溝道JFET輸入的高帶寬、低噪聲、雙通道運(yùn)放芯片AD8066，設(shè)計(jì)了一種小尺寸電荷靈敏前置放大器，應(yīng)用于耗盡層厚度為300μm、靈敏面積為25 mm2的Si-PIN探測器。

2 前置放大器的設(shè)計(jì)原理

在核輻射檢測系統(tǒng)中，前置放大器的主要功能是對輻射探測器的輸出信號進(jìn)行放大、濾波以及成形。前置放大器的原理如圖1所示，其主要由電荷靈敏前置放大電路、極零相消電路以及成形電路組成。

圖1 前置放大器的原理

2.1 電荷靈敏前置放大電路

電荷靈敏前置放大電路的原理見圖1，其主要由核心運(yùn)算放大芯片A1、積分電容Cf以及反饋網(wǎng)絡(luò)組成。當(dāng)放大芯片A1的增益A0很大時，輸入電荷Qi基本積累在Cf上，輸出電壓V0可由式（1）表示：

考慮到Cf為常量，所以V0只與Qi有關(guān)，不受探測器的極間電容、放大器的輸入電容的影響。同時，可以通過減小Cf來提高電路增益并降低噪聲，但這將同時降低反饋深度，因此，設(shè)計(jì)電路的A0必須足夠大。此外，隨著電荷在Cf上的不斷積累，電荷靈敏前置放大電路的輸出電壓V0將達(dá)到飽和。因此，為了防止輸出電壓飽和以及穩(wěn)定反饋直流工作點(diǎn)，電路需要加入一個反饋網(wǎng)絡(luò)以泄放反饋電容上的電荷[7]。

為了簡化電路結(jié)構(gòu)，穩(wěn)定電路增益，本文采用電阻反饋?zhàn)鳛殡姾伸`敏前放的反饋復(fù)位模塊。在選擇反饋電阻與反饋電容時，考慮到反饋電阻會產(chǎn)生分布電容與熱噪聲，為了提高信噪比，應(yīng)盡量選擇較大的反饋電阻和較小的反饋電容。但過大的反饋電阻又會使電路的輸出電壓達(dá)到飽和，降低系統(tǒng)整體的計(jì)數(shù)率上限。綜合考慮高帶寬、低噪聲需求后，反饋電阻Rf值設(shè)置為200 MΩ，積分電容Cf設(shè)置為0.5 pF。

2.2 濾波成形電路

在輻射探測系統(tǒng)中，為了盡量降低前置放大器輸出信號的噪聲和干擾，在放大器中還需要加入濾波電路。同時，前置放大器輸出信號的時間常數(shù)過大，導(dǎo)致輸出波形的寬度較大，在探測較高的信號頻率時，有可能因信號堆積而引起信號輸出波形畸變。此外，輻射探測器所產(chǎn)生的電流脈沖寬度也會因入射粒子的射程和徑跡位置不同而波動，因此，還需要加入成形電路[8]來減少輸出波形的寬度，并統(tǒng)一輸出波形的成形時間。

為了簡化電路結(jié)構(gòu)，本文采用了有源CR-RC濾波成形電路，并且添加了極零相消電路來消除輸出信號的下沖。極零相消電路大多是在電容C0上并聯(lián)電阻Rp來實(shí)現(xiàn)[9]。帶有極零相消電路的濾波成形電路如圖2所示。其中，電容C0與電阻Rp并聯(lián)構(gòu)成極零相消電路，電阻R0、電容Cs、電阻Rs以及運(yùn)放芯片A構(gòu)成有源CR-RC濾波成形電路。

圖2 帶有極零相消的有源CR-RC濾波成形電路

濾波成形電路的輸出脈沖頻域函數(shù)Vh(S)可由式（2）表示：

當(dāng)RfCf=RpC0時，式（2）可轉(zhuǎn)換為式（3）：

由式（3）可知，電荷靈敏前置放大器的極點(diǎn)與極零相消電路的零點(diǎn)相互消除，衰減時間常數(shù)由RfCf變成C0（Rp‖R0），通過設(shè)置參數(shù)使得RfCf＞＞C0（Rp‖R0），因此，最終濾波成形電路的輸出為單極性的指數(shù)衰減波形，消除了電荷靈敏前置放大器電路帶來的下沖。在進(jìn)行阻容網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)時，為了獲得最優(yōu)信噪比以及較高的電路穩(wěn)定性，還應(yīng)使得C0（Rp‖R0）=RsCs。此外，考慮到濾波成形電路放大的增益有限，本文在濾波成形電路中還加入了2次放大電路，以此進(jìn)一步增大探測器的電路增益。最終設(shè)計(jì)的用于Si-PIN探測器的電荷靈敏前置放大器電路如圖3所示。

圖3 電荷靈敏前置放大器電路

3 用于Si-PIN探測器的前置放大器設(shè)計(jì)

不同類型探測器的輸出信號幅度和持續(xù)時間有差異，這些參數(shù)將影響前置放大器的放大增益以及頻率帶寬的設(shè)計(jì)，本文設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器主要用于Si-PIN探測器，因此有必要對Si-PIN探測器的輸出信號進(jìn)行分析，選擇合適的運(yùn)放芯片進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。

3.1 輸入信號特性

電荷靈敏前置放大器的輸入信號為Si-PIN探測器的輸出信號，該信號可視為一個最大寬度為tw的微弱電流脈沖信號i，其所攜帶的電荷量Qi可表示為電荷量Qi與入射粒子的損耗能量成比例。因此，可以通過電荷量Qi的大小來表示入射粒子的能量?？紤]到Si-PIN探測器主要用于γ射線探測，根據(jù)式（4）可以得到γ射線的輸入能量為10 keV～2 MeV時，其所攜帶的電荷量Qi。

其中，E為輸入信號的能量，we為產(chǎn)生電子-空穴對所需的平均電離能，e-為一個電子的電荷量。

考慮到硅半導(dǎo)體探測器的平均電離能為3.62 eV，因此，由式（4）可知，硅半導(dǎo)體探測器探測信號的輸入電荷范圍為0.5～88 fC。同時，電流信號脈寬tw主要由硅半導(dǎo)體探測器接收信號的電荷收集時間決定，即輸入信號的上升時間。其中電子的電荷收集時間tn和空穴的電荷收集時間tp分別由式（5）（6）表示。

其中，x為吸收射線處距離n+電極的距離，w為探測器耗盡層厚度，μn為電子的遷移率，μp為空穴的遷移率，Eg為電場強(qiáng)度。

對于硅半導(dǎo)體探測器而言，當(dāng)電場強(qiáng)度足夠強(qiáng)時，電子-空穴對飽和后的速率為107cm2/（s·V）。而對于耗盡層厚度為300μm的Si-PIN探測器，可得到其飽和收集時間tmax為3 ns?？紤]到探測系統(tǒng)的低功耗需求，在實(shí)際應(yīng)用中，Si-PIN探測器的反向偏置電壓偏低，導(dǎo)致實(shí)際收集時間t約在幾十至幾百納秒內(nèi)。以t為30 ns為例，在輸入電荷Qi的范圍內(nèi)，通過式（7）可以得到在信號收集時間t內(nèi)，Si-PIN探測器輸出的平均電流ip，其范圍為14.4 nA～4.27μA。

3.2 器件的選擇

在選擇電荷靈敏前置放大器電路的核心運(yùn)放芯片時，通常要求運(yùn)放芯片有足夠的增益、較高的帶寬以及盡量小的電流噪聲。通過上面的分析可知，在對脈沖寬度為30 ns、脈沖幅度范圍為14.4 nA～4.27μA的輸入電流脈沖信號進(jìn)行探測時，選擇的放大器帶寬應(yīng)大于33 MHz，同時為了降低放大器電流噪聲的干擾，選擇運(yùn)放的電流噪聲應(yīng)在pA量級。綜合考慮后，本文采用高速、低噪聲、雙通道運(yùn)放芯片AD8066構(gòu)成前置放大電路，運(yùn)放芯片AD8066在滿足Si-PIN探測器高增益帶寬、低噪聲設(shè)計(jì)需求的同時還能有效簡化電路結(jié)構(gòu)。該芯片的輸入端采用JFET，輸入偏置電流僅為2 pA，輸入失調(diào)電壓僅為400μV，同時增益帶寬達(dá)145 MHz。

在選擇成形電路的核心運(yùn)放芯片時，通常要求核心運(yùn)放有足夠大的增益，且電路帶寬必須滿足成形信號的要求，同時還需要有較大的運(yùn)放動態(tài)范圍，以便信號在變換過程中不失真，而AD8066的參數(shù)性能同樣也滿足設(shè)計(jì)要求。因此，利用AD8066的雙路通道分別作為電荷靈敏前置放大與成形電路的核心運(yùn)放芯片，在達(dá)到設(shè)計(jì)要求的同時進(jìn)一步簡化了電路結(jié)構(gòu)?？紤]到電路設(shè)計(jì)的一致性，同樣選擇AD8066作為二次放大電路的核心運(yùn)放芯片。

4 仿真及結(jié)果

4.1 仿真參數(shù)設(shè)置

依據(jù)圖3的電路原理圖，利用高性能SPICE仿真軟件LTspice繪制仿真原理圖并進(jìn)行瞬態(tài)仿真。將信號發(fā)生器產(chǎn)生的電流脈沖信號作為仿真信號源，通過設(shè)置信號源參數(shù)模擬241Am源59.5 keVγ射線與137Cs源662 keVγ射線輸入信號來進(jìn)行仿真。由前面的分析可知，Si-PIN探測器的輸出信號可視為微弱的電流脈沖信號，室溫工作下其飽和收集速率約為幾十納秒，以30 ns為例，電流脈沖寬度設(shè)置為30 ns，周期為100μs。同時結(jié)合式（4）（7），可以獲得241Am 59.5 keVγ射線的仿真電流脈沖源的脈沖幅值為87 nA；同理，獲得137Cs 662 keVγ射線仿真電流脈沖源的脈沖幅值為975.3 nA。

4.2 仿真結(jié)果

根據(jù)上述信號發(fā)生器的參數(shù)進(jìn)行電路仿真，可分別獲得電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的仿真波形和成形電路的輸出電壓Vout的仿真波形，結(jié)果如圖4與5所示。其中，圖4為電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的波形，圖5為成形電路的輸出電壓Vout的波形。

圖4 電荷靈敏前置放大器的輸出電壓波形

由圖4可知，當(dāng)分別模擬241Am源與137Cs源的γ射線輸入時，電荷靈敏前置放大器的輸出電壓V0的變化量ΔV分別為-5.4 mV和-59.4 mV。同時，根據(jù)式（1）與式（4）可知，在Cf為0.5 pF時，通過理論計(jì)算，同樣可以分別獲得V0的變化量，分別為-5.3 mV與-58.5 mV。電路仿真在3%的誤差范圍內(nèi)，仿真測量結(jié)果與理論計(jì)算結(jié)果基本一致。同時，由圖5可知，它們的成形電路輸出電壓幅度分別為62.2 mV與693.9 mV，而波形成形時間約為2.5μs，輸出增益達(dá)24 V/pF。

圖5 成形電路的輸出電壓波形

5 試驗(yàn)測試結(jié)果

5.1 試驗(yàn)測試方案

在進(jìn)行探測器電路測試時，需要產(chǎn)生與Si-PIN探測器的輸出信號相似的電流脈沖信號作為測試信號，并確保其所攜帶的電荷量Qi可被計(jì)算測量?？紤]到電流脈沖信號無法直接產(chǎn)生，需要對信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換電路如圖6所示。

圖6 轉(zhuǎn)換電路

圖6中由脈沖發(fā)生器產(chǎn)生脈沖寬度為tw的電壓脈沖信號Vtest，作為轉(zhuǎn)換電路的輸入信號，然后，通過精密電阻Rv將電壓脈沖信號轉(zhuǎn)換成電流脈沖信號。通常情況下，信號發(fā)生器產(chǎn)生的脈沖幅度下限為毫伏級，因此，采用電阻R6、R7進(jìn)行分壓來降低測試信號的脈沖幅度下限。測試信號所攜帶的電荷量Qi可由式（8）表示：

此外，為了避免Si-PIN探測器的漏電流造成信號堆積并減少探測器噪聲的影響，前置放大電路的輸入信號與測試信號通過電容C3以AC耦合方式進(jìn)行連接。試驗(yàn)測試方案如圖7所示，信號發(fā)生器產(chǎn)生的輸出信號作為轉(zhuǎn)換電路的輸入信號，而轉(zhuǎn)換電路的輸出信號作為電荷靈敏前置放大器的輸入信號。最后，電荷靈敏前置放大器的輸出信號由示波器顯示。在進(jìn)行試驗(yàn)測試時，通過調(diào)節(jié)信號發(fā)生器的輸出信號Vtest的電壓脈沖幅度以及脈沖寬度參數(shù)來改變每個信號脈沖所攜帶的電荷量Qi，最后再使用示波器記錄分析電荷靈敏前置放大器的輸出信號Vout。

圖7 試驗(yàn)測試方案

5.2 試驗(yàn)測試結(jié)果

5.2.1241Am源、137Cs源模擬測試

依據(jù)上述電路仿真原理以及實(shí)驗(yàn)測試方案來設(shè)置輸入的電荷量Qi，分別模擬241Am源與137Cs源的γ射線信號輸入進(jìn)行測試，再使用示波器觀察成形電路的輸出電壓Vout的波形。本底噪聲輸出波形如圖8所示，測試241Am源和137Cs源的γ射線信號輸入時，成形電路的輸出波形如圖9所示。

圖8 本底噪聲輸出波形

由圖8可知，在室溫環(huán)境下，測試電路本底噪聲的均方根約為3.35 mV，其電子學(xué)等效噪聲電荷（ENC）約為0.15 fC。由圖9可知，模擬測試241Am源和137Cs源的輸出波形成形時間約為2.5μs，而它們的輸出電壓峰值分別為64 mV和696 mV，與仿真結(jié)果基本一致。將本次試驗(yàn)測試結(jié)果與實(shí)際241Am源[10]和137Cs源[11]的測試結(jié)果對比，發(fā)現(xiàn)本設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器能有效對241Am源和137Cs源γ射線進(jìn)行探測，同時同類電荷靈敏前置放大器的成形時間為6μs[12]，本設(shè)計(jì)的放大器波形成形時間僅為2.5μs，可探測更高計(jì)數(shù)率輻射環(huán)境下的γ射線。

圖9 成形電路的輸出波形

5.2.2 電路帶寬測試

通過設(shè)置信號發(fā)生器的輸出信號脈寬tw可實(shí)現(xiàn)對電路帶寬的測試，考慮到使用的Si-PIN探測器的飽和收集時間約為30 ns，因此分別針對脈寬為100 ns、30 ns、10 ns的輸入信號，在不同輸入電荷量下進(jìn)行測試。最終，在0.5～100 fC的輸入電荷范圍內(nèi)，其測試結(jié)果如圖10所示。

圖10 100 ns、30 ns、10 ns脈寬線性擬合

圖10中，在0.5～100 fC的輸入電荷范圍內(nèi)，100 ns、30 ns、10 ns的測試脈寬信號表現(xiàn)出較高的線性擬合度，均達(dá)到0.999，且放大增益穩(wěn)定，約為24 V/pC，與仿真結(jié)果基本一致。對比同類儀器的時間響應(yīng)速度（40 ns）[13]，本設(shè)計(jì)的電荷靈敏前置放大器的時間響應(yīng)速度可達(dá)10 ns，滿足Si-PIN探測器的應(yīng)用需求。

6 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種小尺寸電荷靈敏前置放大器，該電路采用低噪聲、高帶寬、雙通道的放大器芯片AD8066，簡化了電路結(jié)構(gòu)，減小了空間體積。經(jīng)過電路仿真和241Am源、137Cs源的γ射線模擬測試，發(fā)現(xiàn)本設(shè)計(jì)的小尺寸電荷靈敏前置放大器能有效對241Am和137Cs源的γ射線進(jìn)行探測，電子學(xué)等效噪聲電荷約為0.15 fC，輸出波形成形時間約為2.5μs。此外，經(jīng)過電路帶寬測試發(fā)現(xiàn)，該前置放大電路的時間響應(yīng)速度可達(dá)10 ns，且在0.5～100 fC的輸入電荷范圍內(nèi)，有較高的增益穩(wěn)定性，具有良好的應(yīng)用前景。