李雪平

（京信網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)股份有限公司，廣東 廣州 510663）

0 引 言

功率放大器（以下簡稱功放）作為通信系統(tǒng)的核心組成部分，一般處于射頻發(fā)射鏈路的末端，是整個(gè)通信系統(tǒng)功率輸出的關(guān)鍵，其性能決定了整個(gè)系統(tǒng)的功率、效率、線性度等指標(biāo)[1,2]。隨著通信技術(shù)的長期演進(jìn)、多制式混模通信的需求越來越普遍，這給功放帶來了越來越高的挑戰(zhàn)，高峰均比下效率的提升變得尤為關(guān)鍵。相較于包絡(luò)跟蹤、包絡(luò)消除與恢復(fù)、開關(guān)功放等技術(shù)，Doherty技術(shù)能在保證一定線性度的前提下，以較簡單的方式、較低廉的成本顯著提高功放效率[3-7]。射頻發(fā)射鏈路框架如圖1所示。

圖1 射頻發(fā)射鏈路框架

傳統(tǒng)的Doherty架構(gòu)是基于有源負(fù)載牽引理論，通過阻抗變換單元將50 Ω負(fù)載變換成功放的高阻負(fù)載，讓載波路功放提前實(shí)現(xiàn)飽和來提升回退下的效率。而傳統(tǒng)Doherty架構(gòu)里面的阻抗變換單元的長度基本都遵守四分之一波長理論，這就使得該架構(gòu)在較低頻率下尺寸很大。

本文研究的基于集成電橋的Doherty架構(gòu)由于采用貼片集成電橋替代傳統(tǒng)Doherty功放的四分之一波長線，因此能夠較大程度上減小功放的尺寸，從而實(shí)現(xiàn)小型化設(shè)計(jì)，尤其在MHz級(jí)別頻段功放設(shè)計(jì)中具有顯著效果。

1 傳統(tǒng)Doherty功放原理

傳統(tǒng)Doherty功放架構(gòu)如圖2所示，主要由功分網(wǎng)絡(luò)、載波路功放支路、峰值路功放支路以及負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)4部分構(gòu)成[8]。每個(gè)支路又由輸入輸出阻抗匹配、功放、補(bǔ)償線組成。

圖2 傳統(tǒng)Doherty架構(gòu)

載波路功放一般偏置于AB類或B類組態(tài)，峰值路功放一般偏置在C類組態(tài)[9,10]。負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)了負(fù)載的變換與調(diào)制，在功率回退下實(shí)現(xiàn)了載波路功放的高阻負(fù)載牽引[11]。

傳統(tǒng)Doherty功放實(shí)現(xiàn)功率回退下高效率的關(guān)鍵在于載波路功放和峰值路功放之間的有源負(fù)載牽引，效率曲線如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)Doherty架構(gòu)的效率曲線

在特定的回退點(diǎn)處出現(xiàn)了第1個(gè)高效率點(diǎn)，在飽和功率點(diǎn)處出現(xiàn)了第2個(gè)高效率點(diǎn)。根據(jù)輸出功率的差異，Doherty架構(gòu)可以分為小功率狀態(tài)、中功率狀態(tài)、大功率狀態(tài)。小功率狀態(tài)輸入信號(hào)功率很小，此時(shí)只有載波路功放導(dǎo)通，峰值路功放不導(dǎo)通。隨著輸入信號(hào)功率增大，進(jìn)入中功率狀態(tài)，此時(shí)峰值路功放開始逐漸導(dǎo)通，峰值路對(duì)載波路有源牽引越來越明顯。當(dāng)信號(hào)進(jìn)一步增大時(shí)，峰值路功放和載波路功放都完全導(dǎo)通，牽引后的合路阻抗跟負(fù)載阻抗互相匹配，此時(shí)Doherty功率輸出最大，效率也達(dá)到最高[12]。

分析時(shí)將Doherty架構(gòu)中的載波路功放和峰值路功放分別看作2個(gè)理想的電流源，其中電流源c代表載波路功放、電流源p代表峰值路功放，有源負(fù)載牽引原理如圖4所示。

圖4 有源負(fù)載牽引電路

根據(jù)歐姆定律可知，負(fù)載上的電壓為

電流源c的負(fù)載阻抗Zc為

電流源p的負(fù)載阻抗Zp為

由式（2）和式（3）可知，當(dāng)載波路和峰值路共用一個(gè)負(fù)載RL時(shí)，載波路和峰值路的等效阻抗是受另外一路調(diào)制的，通過調(diào)整2個(gè)支路電流可以調(diào)節(jié)載波路和峰值路的帶載特性，這就是有源負(fù)載牽引。將負(fù)載調(diào)制效應(yīng)考慮進(jìn)去，Doherty有源負(fù)載牽引原理如圖5所示。

圖5 Doherty有源負(fù)載牽引電路

根據(jù)式（2）和式（3）可以推出

根據(jù)四分之一波長線的變換特性可知

根據(jù)功率守恒原理，四分之一波長線兩邊功率相等，則

聯(lián)立式（4）～式（8），可得

載波路輸出電壓為

回退功率高效率點(diǎn)處，載波路和峰值路功放都導(dǎo)通，此時(shí)的電流幅度可表示為

式中：γ的范圍是[0,1]，回退功率高效率點(diǎn)處γ為0，飽和功率點(diǎn)處γ為1。將式（11）代入式（10）可得

當(dāng)ZT=2RL時(shí)，載波功放的電壓不會(huì)受到γ的影響，輸出電壓幅度恒定，即

由此可以發(fā)現(xiàn)，在功率回退區(qū)間內(nèi)，雖然電流在發(fā)生變化，但是電壓基本上跟γ無關(guān)，保持在最大電壓擺幅輸出，因此功放能夠保持較高的效率。

當(dāng)載波路功放和峰值路功放的功率比為1∶1（即Ic∶Ip=1∶1）時(shí)，令ZL=50 Ω、Zc=50 Ω，根據(jù)計(jì)算結(jié)果可以得到經(jīng)典1∶1 Doherty架構(gòu)如圖6所示。

圖6 經(jīng)典1∶1 Doherty架構(gòu)

虛線框內(nèi)負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)在此架構(gòu)中起到了關(guān)鍵作用，通過該網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)載波路和峰值路之間的有源負(fù)載牽引，將載波路功放提前飽和，從而實(shí)現(xiàn)高效率。該網(wǎng)絡(luò)可以看成是一個(gè)三端口網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)三端口網(wǎng)絡(luò)的互易性和幺正性，可知該網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣為

2 集成電橋Doherty原理

由于存在90°相位長度的阻抗變換線，使得傳統(tǒng)Doherty架構(gòu)適合于頻段較高的場合，在MHz甚至更低的頻段，該架構(gòu)的尺寸會(huì)比較大，不利于小型集成化設(shè)計(jì)。針對(duì)該問題，提出了基于集成電橋合路Doherty架構(gòu)，如圖7所示。該架構(gòu)總體思路和傳統(tǒng)架構(gòu)相當(dāng)，差異在于輸出的負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)不是用微帶線來實(shí)現(xiàn)，而是借助于集成的3 dB電橋。

圖7 集成電橋合路Doherty架構(gòu)

3 dB集成電橋網(wǎng)絡(luò)如圖8所示。

圖8 3 dB集成電橋網(wǎng)絡(luò)

3 dB集成電橋的散射矩陣為

將圖8（a）中的4端口開路，即令b4=a4，將其代入式（16）可得

將式（17）和式（14）對(duì)比可知，除了跟3端口有關(guān)的S參數(shù)存在90°相位差外，其余S參數(shù)都一樣。只要在3端口端接90°相位長度的微帶線，圖8（c）和圖8（a）兩者就能實(shí)現(xiàn)完全等效。

由微波網(wǎng)絡(luò)理論可知，將參考平面同步移動(dòng)，圖6虛線框內(nèi)的調(diào)制網(wǎng)絡(luò)可以等效為如圖9所示的網(wǎng)絡(luò)組成。

圖9 參考面平移后的3 dB集成電橋網(wǎng)絡(luò)

當(dāng)θ1＞θ2時(shí)，存在

當(dāng)θ2≥θ1時(shí)，存在

通過單獨(dú)調(diào)整3口端接的微帶線長來等效調(diào)整個(gè)3 dB電橋前的微帶線長，進(jìn)一步降低Doherty設(shè)計(jì)和調(diào)試的難度，提高設(shè)計(jì)效率。

3 集成電橋Doherty功放的設(shè)計(jì)和應(yīng)用

集成電橋Doherty架構(gòu)通過集成電橋代替?zhèn)鹘y(tǒng)的四分之一波長微帶線調(diào)制網(wǎng)絡(luò)，在低頻率場合具有顯著的優(yōu)勢(shì)。以國產(chǎn)的BLP15M7160P功放管為例，實(shí)現(xiàn)集成電橋Doherty功放電路的設(shè)計(jì)。該功放工作于758～803 MHz的B28頻段，采用28 V供電，飽和功率為160 W。

在電路設(shè)計(jì)過程中，借助ADS仿真軟件進(jìn)行仿真分析。該軟件具有強(qiáng)大的有源電路全波仿真和FEM仿真能力，尤其在功放的設(shè)計(jì)上有S參數(shù)仿真、諧波平衡仿真、大信號(hào)仿真等諸多仿真控件，能給集成電橋Doherty功放電路前期設(shè)計(jì)提供強(qiáng)大的仿真數(shù)據(jù)支撐。

由Doherty原理可知，當(dāng)Doherty處于回退功率高效率點(diǎn)時(shí)有Ip=0，此時(shí)峰值路并不導(dǎo)通，計(jì)算得到Zc=100 Ω。在回退高效率點(diǎn)處，50 Ω系統(tǒng)負(fù)載經(jīng)過微帶負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)，載波路功放的負(fù)載呈現(xiàn)為100 Ω。通過ADS來對(duì)集成電橋能否實(shí)現(xiàn)該特性進(jìn)行仿真，仿真原理如圖10所示。

圖10 集成電橋特性仿真

通過ADS的S參數(shù)仿真，對(duì)集成電橋1端口的輸入阻抗進(jìn)行監(jiān)測(cè)，仿真結(jié)果如圖11所示。其中，實(shí)線是輸入阻抗的實(shí)部，虛線是輸入阻抗的虛部。

圖11 集成電橋特性仿真結(jié)果

從仿真數(shù)據(jù)可知，當(dāng)電橋的4端口開路且2端口為高阻時(shí)，電橋可以實(shí)現(xiàn)將50 Ω系統(tǒng)負(fù)載牽引至100 Ω的效果，跟微帶負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)相同的功能，這也說明了集成電橋Doherty的可行性。

利用ADS軟件構(gòu)建集成電橋Doherty功放仿真電路架構(gòu)，根據(jù)仿真的電路架構(gòu)進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。繪制的集成電橋Doherty電路版圖如圖12（a）所示，傳統(tǒng)Doherty版圖如圖12（b）所示。

圖12 集成電橋Doherty和傳統(tǒng)Doherty版圖對(duì)比

從版圖對(duì)比可知，在700 MHz頻段通過引入集成電橋，輸出調(diào)制網(wǎng)絡(luò)尺寸明顯縮小。根據(jù)集成電橋Doherty版圖制作實(shí)物電路并進(jìn)行調(diào)試和測(cè)試，其效率測(cè)試結(jié)果如圖13所示。

圖13 效率測(cè)試結(jié)果

通過數(shù)據(jù)對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，在飽和功率點(diǎn)回退6 dB左右，集成電橋Doherty相較于AB類功放能提升約20%的效率。目前，該款基于集成電橋Doherty產(chǎn)品已經(jīng)成功應(yīng)用在京信網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)股份有限公司的數(shù)字無線項(xiàng)目中，在實(shí)現(xiàn)小型化的同時(shí)，各項(xiàng)射頻性能優(yōu)異，取得了很好的經(jīng)濟(jì)效益。

4 結(jié) 論

通過對(duì)傳統(tǒng)Doherty功放理論的研究，重點(diǎn)分析了有源負(fù)載牽引在Doherty架構(gòu)中所起的作用，綜合運(yùn)用網(wǎng)絡(luò)等效和端口平移等方法闡述了集成電橋Doherty架構(gòu)實(shí)現(xiàn)的可行性，同時(shí)結(jié)合軟件仿真和實(shí)物驗(yàn)證，充分說明了集成電橋Doherty在MHz及更低的頻段具有著小型化和高效率的獨(dú)特優(yōu)勢(shì)。該產(chǎn)品成功應(yīng)用在5G的B28頻段數(shù)字無線系統(tǒng)中，取得了很好的效果。