蘇 通，馬文超

(中國電子科技集團公司第五十八研究所，江蘇無錫 214035)

正激變換器由于電路結(jié)構(gòu)簡單、變換效率高、能夠?qū)崿F(xiàn)輸入輸出電氣隔離，而被廣泛應(yīng)用在中小功率場合中。傳統(tǒng)正激變換器為了保證變壓器的磁復(fù)位防止變壓器飽和，需要增加額外的輔助繞組，限制了最大占空比不能大于50%，增大了主功率管的電壓應(yīng)力，造成了較低的變換效率。有源鉗位技術(shù)[1]的提出，實現(xiàn)了無需增加輔助繞組即可完成正激變換器磁復(fù)位，磁芯工作在第一和第三象限，雙向磁化提高了磁芯利用率。同時拓展了占空比范圍，實現(xiàn)了漏感能量的回收利用和主功率管的電壓鉗位，減小了主功率管的電壓應(yīng)力。在特定條件下能夠?qū)崿F(xiàn)原邊功率管的零電壓開通(ZVS)，提高了變換器的效率[2]。本文分析了有源鉗位正激變換器的工作原理，以原理樣機為例，詳細(xì)分析了主電路各參數(shù)的設(shè)計方法，給出了計算公式和選型依據(jù)，可作為工程應(yīng)用參考。

1 有源鉗位正激工作原理及芯片

1.1 工作原理

根據(jù)鉗位支路連接方式的不同，有源鉗位分為高端有源鉗位和低端有源鉗位兩種拓?fù)洹１疚牟捎玫投擞性淬Q位正激變換器拓?fù)?，有源鉗位正激變換器拓?fù)潆娐芬妶D1。鉗位支路由P 型功率管Q2 和鉗位電容Cc 組成。有源鉗位電路工作原理如下[3]：主功率管Q1 關(guān)斷時，變壓器漏感Lr 和Q1 寄生電容發(fā)生諧振，Q1 兩端電壓開始上升，當(dāng)達到鉗位電容電壓VCc時，鉗位功率管Q2 體二極管導(dǎo)通，Q1 功率管兩端電壓被鉗位在鉗位電容電壓VCc，起到電壓鉗位的作用。經(jīng)過一段死區(qū)時間后開通Q2，Q2 能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通。此時副邊S2 導(dǎo)通續(xù)流，漏感Lr 和鉗位電容Cc、Q1 寄生電容繼續(xù)諧振，勵磁電流諧振到零后開始反向增加，變壓器進行磁復(fù)位。在主功率管Q1 開通前，流過變壓器的電流已經(jīng)反向，關(guān)斷Q2 后變壓器漏感Lr 將和Q1 結(jié)電容諧振，Q1 兩端電壓開始下降，一段死區(qū)時間后開通Q1 能夠?qū)崿F(xiàn)Q1 的軟開關(guān)，當(dāng)滿足一定條件時，可以使Q1 開通前漏源極電壓降低到零，實現(xiàn)零電壓開通(ZVS)，此時副邊S1 導(dǎo)通向負(fù)載傳遞能量。有源鉗位正激關(guān)鍵點波形見圖2。功率管S1 和S2 為同步整流管，對于低壓大電流輸出應(yīng)用場合采用同步整流能夠降低損耗提高變換器效率[4]。

圖1 有源鉗位正激變換器拓?fù)?/p>

圖2 有源鉗位正激關(guān)鍵點波形

1.2 LM5034 芯片

LM5034 是由美國TI 公司推出的一款具有有源鉗位功能的電流模式控制器，其內(nèi)部包含兩個獨立的控制器，主功率管驅(qū)動OUT1 和OUT2 相位相差180°，既可用于兩路獨立電路的控制，也可用于兩路交錯并聯(lián)電路的控制。端口AC1 和AC2 為兩路鉗位功率管PMOS 驅(qū)動，OUT 和AC 驅(qū)動的死區(qū)時間可以通過OVLP 端口的外置電阻調(diào)整。芯片工作電壓范圍13～100 V，最高2 MHz 的可調(diào)振蕩頻率，內(nèi)部集成斜坡補償，能夠滿足一般DC/DC 變換器需求。除此之外還具有軟啟動、輸入欠壓保護、自定義最大占空比、逐周期限流保護、限流打嗝、頻率同步和過溫保護等功能。

基于LM5034 控制的有源鉗位正激變換器電路見圖3。使用電流采樣變壓器對原邊電流進行采樣，可以實現(xiàn)高端側(cè)電流采樣，與電阻采樣方式相比具有更低的采樣損耗。輸出電壓通過運算放大器組成的電壓環(huán)補償環(huán)路產(chǎn)生誤差放大信號，經(jīng)過光耦隔離送到芯片COMP 引腳，作為內(nèi)部PWM 比較器的反向輸入端，與正向輸入端的經(jīng)過斜坡補償?shù)脑呺娏鞑蓸有盘栠M行比較，獲得PWM 驅(qū)動信號控制Q1 管的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)壓調(diào)節(jié)。

圖3 基于LM5034控制有源鉗位正激變換器電路

2 有源鉗位正激變換器參數(shù)設(shè)計

2.1 變換器主要參數(shù)要求

輸入電壓DC 36～60 V，額定輸入電壓DC 48 V，額定輸出電壓DC 3.3 V，額定輸出電流30 A，開關(guān)頻率f為200 kHz，最大占空比Dmax取0.6。輸入電壓最低VINmin=36 V 時，對應(yīng)最大占空比Dmax，由正激變換器的輸入輸出電壓關(guān)系可以計算出變壓器副邊與原邊匝比n為：

式中：NS為變壓器副邊匝數(shù)；NP為變壓器原邊匝數(shù)；VD為副邊同步整流管導(dǎo)通壓降，取值0.4 V；VO為輸出電壓，取值3.3 V；n為變壓器匝比，取值1/6。

依據(jù)式(1)可計算，當(dāng)最大輸入電壓為60 V 時，最小占空比Dmin為0.37。

2.2 輸出濾波電感設(shè)計

設(shè)定正激變換器在額定負(fù)載條件下工作在電流連續(xù)模式，電感電流變化量ΔIL為額定輸出電流的20%，即ΔIL=6 A，由此可以計算所需最小電感量LO為：

取LO=2 μH。

電感電流有效值為：

式中：Ton和Toff分別為最高輸入電壓下(對應(yīng)最小占空比Dmin)導(dǎo)通和關(guān)斷時間，分別取值1.85 和3.15 μs；Ts是開關(guān)周期，取值5 μs。

選擇飛磁公司3C95 型號EQ20 磁芯，其截面積Ae=59 mm2，取最大工作磁通密度Bm=0.28 T。電感所需匝數(shù)：

取NL=4。由于電感電流較大，采用銅帶進行繞制效果更佳，銅帶散熱較好，電流密度范圍在10～20 A/mm2，此處取15 A/mm2，據(jù)此電感采用兩股寬度為2 mm、厚度為0.5 mm 的銅帶并聯(lián)繞制。

2.3 變壓器設(shè)計

2.3.1 AP 法粗選磁芯

AP法粗選磁芯如式(5)所示：

式中：k是窗口系數(shù)，一般取0.4；ΔB為磁通變化量，取0.16 T；η是變換器效率，取0.9；j是電流密度，取5 A/mm2。

選擇飛磁公司3C95 型號EQ20 磁芯，其截面積Ae=59 mm2，窗口面積Aw=37.7 mm2，其AP值為2 205 mm4，能夠滿足設(shè)計需求。

2.3.2 原副邊匝數(shù)

當(dāng)原邊MOS 管導(dǎo)通時，輸入電壓施加在變壓器原邊繞組上，由電磁感應(yīng)定律可得變壓器原邊匝數(shù)為：

取原邊匝數(shù)Np=12，根據(jù)變壓器匝比n可以計算出變壓器副邊匝數(shù)NS=2。

2.3.3 選擇變壓器線徑

在最低輸入電壓情況下計算變壓器原副邊電流有效值。變壓器原邊電流有效值為：

變壓器副邊電流有效值為：

考慮到變壓器副邊電流較大，若采用傳統(tǒng)的導(dǎo)線繞制，所用導(dǎo)線線徑較粗，制作出來的變壓器體積較大，且導(dǎo)線堆疊不利于散熱。為了減小變壓器體積、提高電流密度和增強散熱，電流較小的原邊采用PCB 繞組，電流較大的副邊采用銅帶繞制。具體制作時原邊采用兩塊雙層PCB 板串聯(lián)，每塊PCB 板頂?shù)讓痈骼L制3 圈相連走線，兩層之間串聯(lián)連接，之后兩個PCB 板之間再串聯(lián)連接，變成總數(shù)12 匝。副邊采用2 mm 寬、0.5 mm 厚銅帶，每層繞制一圈，共繞制4 層，兩層分為一組，組內(nèi)串聯(lián)，組間并聯(lián)，原副邊采用夾繞結(jié)構(gòu)(原副原原副原)。

2.4 輸出電容設(shè)計

輸出電容由允許的最大輸出電壓紋波來決定，本電路輸出電壓紋波取輸出電壓的1%，即ΔVO=0.033 V。根據(jù)電容的充放電原理可以計算所需輸出電容CO為：

公式(9)得到的輸出電容未考慮到寄生電阻ESR的影響，開關(guān)頻率200 kHz 左右時，輸出電壓紋波主要由電容ESR決定，在選擇電容時要保證ESR能夠滿足輸出電壓紋波要求。

綜上，樣機中輸出電容采用2 顆330 μF/6.3 V 鉭電容，3 顆47 μF/6.3 V 陶瓷電容并聯(lián)。

2.5 功率管選型

功率管的選型主要考慮耐壓和流過電流有效值兩個方面。主電路功率管和鉗位電路功率管耐壓都等于鉗位電容電壓，公式(11)給出了計算方法，利用mathcad 軟件可以繪制出耐壓隨輸入電壓變化曲線，如圖4 所示。

圖4 功率管漏源極電壓

從圖4 中可以看出，當(dāng)輸入電壓達到60 V 時，耐壓達到最大值約為95 V。

流過主功率管Q1 電流有效值：

鉗位功率管Q2 在變壓器復(fù)位階段工作，流過的電流主要為勵磁電流，與主電路電流相比該電流很小，因此在選型時主要考慮選擇柵極驅(qū)動電荷Qg較低的功率管，其次考慮選擇導(dǎo)通電阻較低的功率管。

3 實驗結(jié)果分析

根據(jù)上述理論分析和參數(shù)設(shè)計方法制作了一臺100 W 原理樣機，輸入電壓36～60 V，額定輸出電壓3.3 V，采用LM5034 作為控制芯片對電路進行控制，副邊采用自驅(qū)動同步整流方案。圖5 為額定輸入VIN=48 V，滿載30 A 輸出時主功率管Q1 的Vds和Vgs電壓波形，從圖中可以看到在主功率管Q1 開通之前Vds電壓從92 V 降低到60 V，實現(xiàn)了軟開關(guān)。波形中測量占空比為44%，Vds(Q1)峰值電壓為92 V，與理論計算相同。圖6 是VIN為48 V、滿載30 A 輸出時，鉗位電路功率管Q2 的Vds和Vgs電壓波形，因為Q2 為PMOS，因此其驅(qū)動電壓為負(fù)壓時導(dǎo)通。從圖6 中可以看出Q2 也實現(xiàn)了軟開關(guān)。Vds(Q2)峰值為-88 V，與理論計算相同。實驗結(jié)果驗證了設(shè)計方法的正確性。

圖5 主功率管Q1柵源極和漏源極波形

圖6 鉗位電路功率管Q2柵源極和漏源極波形截圖

圖7 給出了VIN=48 V 時，不同負(fù)載電流下的效率曲線。從圖中可以看出最高效率達到了93%以上，滿足設(shè)計要求。在整個負(fù)載范圍內(nèi)輸出電壓在3.309～3.312 V 之間，負(fù)載調(diào)整率小于0.5%，輸出穩(wěn)定性很高。

圖7 效率曲線

4 結(jié)論

依據(jù)有源鉗位正激變換器的基本工作原理，給出了變壓器、輸出濾波電感、輸出電容和功率管的參數(shù)計算方法，制作一臺基于LM5034 控制的100 W 實驗樣機。用樣機驗證有源鉗位電路具備抑制主功率管的電壓尖峰、實現(xiàn)漏感能量回收的功能，還驗證該電路通過原邊功率管軟開關(guān)，實現(xiàn)進一步提高變換效率的功能。表明有源鉗位正激變換器適用于中小功率有隔離需求的場合使用。