萬文超 段善旭 余天寶 米慧瑤

有源中點鉗位逆變器的損耗均衡和效率優(yōu)化策略

萬文超 段善旭 余天寶 米慧瑤

（強電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院） 武漢 430074）

針對有源中點鉗位（ANPC）逆變器，基于開關(guān)損耗分配的基本原理，建立開關(guān)器件的損耗估計模型，提出一種主動調(diào)節(jié)損耗分布的方法，通過合理分配不同開關(guān)器件來承受開關(guān)損耗，調(diào)節(jié)各模態(tài)的起始時間和持續(xù)時間，盡可能地減小各開關(guān)器件之間的損耗差異，并擴展到變功率因數(shù)角的場合，該方法實施簡單且有效。此外，當(dāng)橋臂輸出電壓被鉗位到直流中點時，通過對驅(qū)動時序的調(diào)整和重新構(gòu)造，使兩條零電平回路同時導(dǎo)通（TZCC）進行續(xù)流，有效地減小了導(dǎo)通損耗，進一步提升變換器效率。較傳統(tǒng)的損耗均衡或效率優(yōu)化單一目標(biāo)上，所提方法在損耗均衡的同時又能兼顧其運行效率，充分地發(fā)揮出ANPC逆變器的優(yōu)勢。最后，通過仿真和實驗驗證了所提策略的有效性。

有源中點鉗位（ANPC）逆變器 損耗均衡 驅(qū)動重構(gòu) 效率提升

0 引言

中點鉗位（Neutral Point Clamped, NPC）型三電平變換器具有器件應(yīng)力低、功率密度高、電流諧波含量小等優(yōu)勢，被廣泛應(yīng)用于并網(wǎng)光伏、軌道交通牽引變流和數(shù)據(jù)中心電源等工業(yè)應(yīng)用場合[1-2]。隨著輸出功率需求的增加，NPC變換器將面臨器件損耗分布不均[3]這一主要缺點，導(dǎo)致各功率器件工作結(jié)溫不一致，降低了系統(tǒng)的可靠性，同時變換器的容量將受到最高結(jié)溫器件的限制，因此引入有源器件替代鉗位二極管[4]，而在有源中點鉗位（Active NPC, ANPC）條件下，其具有冗余的驅(qū)動分配方式，可用于損耗重新分配和提高系統(tǒng)效率，有利于變換器的大容量高效運行[5-9]。

ANPC逆變單相電路中有6個開關(guān)器件，其驅(qū)動可分配方式眾多，主要分為ANPC-1方法、ANPC-2方法以及兩者的組合或變形。ANPC-1采用外管和鉗位管高頻動作，而內(nèi)管為工頻開關(guān)；ANPC-2選擇內(nèi)管高頻動作而其他為工頻開關(guān)。不同的驅(qū)動方式造成承擔(dān)開關(guān)損耗的器件不同，因此目前的損耗均衡策略大都基于此[10-15]。

文獻[11]引入額外的移相180°載波，將調(diào)制波分別與兩載波比較得到內(nèi)外管的驅(qū)動信號，此時兩管交替開通和關(guān)斷，使得內(nèi)外管各承受一次開關(guān)損耗。文獻[12]通過引入雙調(diào)制信號，基于硬件PWM配置輸出不對稱驅(qū)動波形，使得開通和關(guān)斷損耗分離。文獻[13-14]通過ANPC-1和ANPC-2交替使用，在它們之間引入過渡模態(tài)，在過渡模態(tài)下額外的開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷并不影響橋臂電壓輸出狀態(tài)，因此可具有更多的開關(guān)組合，從而實現(xiàn)兩種驅(qū)動方式的平滑切換。在以上損耗均衡方法中，內(nèi)外管開關(guān)損耗分配固定，無法進行實時調(diào)節(jié)。針對該問題，文獻[15]在單位功率因數(shù)下，提出一種基于工頻周期調(diào)控的變開關(guān)損耗分配比例方法，通過在每工頻周期內(nèi)改變ANPC-1與ANPC-2的持續(xù)模態(tài)時間比，實現(xiàn)對內(nèi)外管開關(guān)損耗的在線調(diào)整，但該比例大小如何選取并未給出理論依據(jù)。

驅(qū)動分配策略除了影響開關(guān)損耗分布外，同時也會影響系統(tǒng)效率[16-19]。文獻[16]在ANPC-1和ANPC-2兩種方法下對變換器效率和器件應(yīng)力進行了深入研究，結(jié)果發(fā)現(xiàn)，受寄生電感參數(shù)的影響，擁有長換流回路的ANPC-2方法，其器件應(yīng)力較高且變換器效率略低。文獻[17]提出一種改進的驅(qū)動策略，所有開關(guān)管均為高頻動作，等效為ANPC-1與ANPC-2的并聯(lián)組合，器件電壓應(yīng)力介于兩者之間，該方式下將單條零電平鉗位回路變成兩條鉗位回路同時導(dǎo)通（Two Zero-level Clamped loop Conducting, TZCC），因此可進一步降低導(dǎo)通損耗，增加效率。

硬件方法同樣被考慮用來提升變換器效率，可在ANPC變換器中引入部分SiC器件[20-23]。按ANPC-1和ANPC-2兩種驅(qū)動方式分別組成鉗位管和外管為SiC（4-SiC HANPC）以及內(nèi)管為SiC（2-SiC HANPC）的混合ANPC（Hybrid ANPC, HANPC）模塊。文獻[20]中首次提出2-SiC HANPC混合模塊，結(jié)合ANPC-2驅(qū)動方式，可最大程度地發(fā)揮SiC器件的優(yōu)勢，實驗表明，在45kHz下最大效率高達99%，輸出功率0～4kW，相比于Si器件效率平均高出0.5%～1%。文獻[21]基于2-SiC HANPC拓?fù)?，?yōu)化設(shè)計SiC與Si IGBT器件的額定電流比，效率甚至可以高出采用全SiC器件。文獻[22]對2-SiC HANPC和4-SiC HANPC在效率、熱特性和功率密度上進行了對比，發(fā)現(xiàn)2-SiC HANPC效率與4-SiC HANPC基本一致，但4-SiC HANPC熱分布更均勻，因此在采用相同器件等級下，其容量和功率密度更高。此外，還有很多文獻針對一些特定應(yīng)用場合[24-25]，如光伏逆變器等，采用外管為SiC的改進混合模塊，其承受全部開關(guān)損耗，而內(nèi)管導(dǎo)通電流大，因而采用Si IGBT。

目前關(guān)于ANPC逆變器的熱均衡方法，大都采用平衡開關(guān)損耗次數(shù)，以及針對特定調(diào)制比和功率因數(shù)角的場合。前者并沒有實現(xiàn)真正意義上的總損耗平衡，后者無法擴展到變調(diào)制比和功率因數(shù)角的情況。在效率優(yōu)化方面，常被視為獨立的目標(biāo)，同時能夠?qū)崿F(xiàn)熱均衡和效率優(yōu)化的文獻較少。

基于以上問題，本文首先針對不同驅(qū)動分配方式，得到ANPC逆變器的開關(guān)損耗分布規(guī)律。其次在考慮變調(diào)制比和功率因數(shù)角的情況下，對各開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗進行了理論評估，通過主動調(diào)節(jié)和分配各模態(tài)的起始時間和持續(xù)時間，采用不同開關(guān)器件來承受開關(guān)損耗，使得各開關(guān)器件損耗均衡最大化，結(jié)果表明該方法實施簡單且有效。另外，結(jié)合TZCC方法，對驅(qū)動時序進行重構(gòu)，從而有效減小導(dǎo)通損耗，提高變換器效率。最后，通過仿真并在一臺ANPC單相逆變器進行系統(tǒng)實驗，驗證了理論分析的正確性和所提策略的有效性。

1 三種典型的ANPC底層驅(qū)動分配方法

開關(guān)損耗分布之所以能夠被改變是由于各開關(guān)器件的驅(qū)動時序和分配上存在差異，為防止概念上的混淆，在這里略作說明，通常所說的調(diào)制策略如正弦載波調(diào)制、空間矢量調(diào)制等在這里統(tǒng)稱為頂層調(diào)制策略，而本節(jié)接下來的分析均是針對于正弦載波調(diào)制下，在驅(qū)動時序和分配上進行的調(diào)整，在這里被稱為底層驅(qū)動分配策略。

將ANPC單相電路分為上橋臂Sa1、Sa2，下橋臂Sa3、Sa4以及鉗位橋臂Sap、San。Sa1和Sa4被統(tǒng)稱為外管，Sa2和Sa3被統(tǒng)稱為內(nèi)管，Sap和San被稱為鉗位管。ANPC-1的底層驅(qū)動分配方法如圖1所示，其在四象限運行下均采用短換流回路。以調(diào)制波ra＞0為例，當(dāng)橋臂電壓在P和O狀態(tài)之間進行切換時，Sa1與Sap高頻動作，若a＞0，由軟開關(guān)條件可知，Sa1承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sap承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時可同理分析。

圖1 ANPC-1底層驅(qū)動分配方法

ANPC-2的底層驅(qū)動分配方法如圖2所示，其在四象限運行下均采用長換流回路。同樣以調(diào)制波ra＞0為例，當(dāng)橋臂電壓在P和O狀態(tài)之間進行切換時，Sa2與Sa3高頻動作，若a＞0，則Sa2承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sa3承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時可同理分析。

ANPC-TZCC的底層驅(qū)動分配方法如圖3所示，相比于以上兩種驅(qū)動策略，采用兩條零電平鉗位回路同時動作。當(dāng)調(diào)制波ra＞0時，除Sa1與Sap高頻動作外，Sa3與Sap同步，若a＞0，則Sa1承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sa3與Sap共同承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時可同理分析。

圖2 ANPC-2底層驅(qū)動分配方法

圖3 ANPC-TZCC底層驅(qū)動分配方法

可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)逆變器處于單位功率因數(shù)運行時，以上的任意一種驅(qū)動策略下，開關(guān)損耗總是全部集中在外管或內(nèi)管上。通過了解以上不同驅(qū)動分配方式下的開關(guān)損耗分布規(guī)律，可同時采用多種驅(qū)動策略，調(diào)節(jié)其分配時間比例，進而結(jié)合不同的開關(guān)器件來承擔(dān)開關(guān)損耗，實現(xiàn)開關(guān)損耗的主動分配。

2 開關(guān)器件損耗評估

開關(guān)器件的損耗評估是均衡策略的前提，為實現(xiàn)損耗均衡最大化，以及擴展到調(diào)制比和功率因數(shù)角變化下的一般應(yīng)用場合提供了理論依據(jù)。

2.1 導(dǎo)通損耗分析

1）開關(guān)管電流有效值（忽略死區(qū)時間）

開關(guān)管電流有效值的表達示為

式中，1為基波頻率；s為開關(guān)周期；為載波比，=s/1()為對應(yīng)不同開關(guān)管下的導(dǎo)通占空比；I為對應(yīng)各開關(guān)管電流幅值；為滯后功率因數(shù)角。由式（1）可知，開關(guān)管電流有效值與負(fù)載大小、功率因數(shù)角和底層驅(qū)動分配策略有關(guān)，另外不同的頂層調(diào)制策略和調(diào)制比大小，也會影響()的表達式。但無論采用何種調(diào)制方法或變換器處于何種工況，其值總是可以通過調(diào)制環(huán)節(jié)計算得出。

2）導(dǎo)通電阻修正

導(dǎo)通電阻與開關(guān)管結(jié)溫有關(guān)，兩者為二次曲線關(guān)系，其具體表達式可通過數(shù)據(jù)手冊擬合得到，則開關(guān)管導(dǎo)通損耗為

2.2 開關(guān)損耗分析

開關(guān)損耗與開關(guān)速度以及開關(guān)時刻的電壓電流值有關(guān)。開關(guān)速度主要取決于驅(qū)動電路參數(shù)和功率回路的寄生參數(shù)，在印制電路板布局時通常就近放置解耦電容，將其功率回路的寄生參數(shù)影響減小到最低，因此這里主要根據(jù)驅(qū)動電阻的變化對開關(guān)損耗進行修正；其次，溫度的變化同樣會導(dǎo)致開關(guān)損耗發(fā)生改變。則開關(guān)管開通和關(guān)斷一次的能量需要根據(jù)數(shù)據(jù)手冊線性修改為

式中，(ds)為在給定開關(guān)電壓base外部驅(qū)動電阻g_ext和結(jié)溫25℃測試條件下的開關(guān)總能量，近似為電流的正比例函數(shù)，這種近似在后續(xù)仿真和實驗中證明是成立的；sw為實際開關(guān)電壓值；2(j)為開關(guān)損耗溫度修正系數(shù)；3(g_ext)為驅(qū)動電阻修正系數(shù)。將2和3在測試條件下進行標(biāo)幺化，最終可表示為

當(dāng)采用不同開關(guān)管進行開關(guān)動作時，由于換流回路的差別會導(dǎo)致開關(guān)能量有微小差異[26]，在這里可忽略。開關(guān)損耗等于單次開關(guān)能量在一定時間內(nèi)的累加，在開關(guān)電壓保持不變的條件下等效于對開關(guān)電流曲線的積分。各開關(guān)管的開關(guān)損耗積分區(qū)間不同，因此開關(guān)損耗有所差異?？傞_關(guān)損耗可表示為

當(dāng)存在滯后功率因數(shù)角時，可得到第1、3象限和第2、4象限內(nèi)的總開關(guān)損耗分別為

式（6）存在的必要條件是開關(guān)管的開關(guān)特性基本一致，即相同的(ds)，若是混合模塊則只能分別計算。

3 損耗均衡最大化策略

3.1 開關(guān)損耗分配原則

1）盡可能采用鉗位管承擔(dān)開關(guān)損耗

將第1～4象限分別定義為Q1～Q4。為了滿足損耗均衡最大化，損耗均衡最大化下的開關(guān)損耗分配原則如圖4所示。在Q2和Q4采用ANPC-1策略，可將開關(guān)損耗集中于鉗位管San與Sap，這樣鉗位管承擔(dān)一部分開關(guān)損耗，因此加在主橋臂開關(guān)管上的總開關(guān)損耗減小，總損耗也隨之減小。需要說明的是，鉗位管能分擔(dān)的開關(guān)損耗隨著功率因數(shù)角的增加而增加，當(dāng)=0°時，鉗位管無法承擔(dān)開關(guān)損耗。

圖4 損耗均衡最大化下的開關(guān)損耗分配原則

2）調(diào)制波峰值處切換驅(qū)動分配策略

Q1和Q3為主橋臂開關(guān)管承擔(dān)開關(guān)損耗。當(dāng)處于Q1區(qū)時，由Sa1與Sa2共同承擔(dān)開關(guān)損耗，選擇在調(diào)制波相位90°處切換為ANPC-2方法，采用Sa2承擔(dān)開關(guān)損耗，持續(xù)角度為。這里以調(diào)制波相位為基準(zhǔn)保證了模態(tài)切換時的準(zhǔn)確性，而不依賴對電流極性的判斷；選擇在90°處切換保證了功率因數(shù)角在大幅變化下切換時刻的存在性，同時又能夠最大程度上調(diào)節(jié)插入模態(tài)的開關(guān)損耗。同理分析，Sa3與Sa4承擔(dān)開關(guān)損耗的切換時刻選擇為調(diào)制波相位270°處，持續(xù)角度同為。

最終得到工頻周期內(nèi)的驅(qū)動策略，損耗均衡策略下的底層驅(qū)動分配方法如圖5所示，死區(qū)時間未在圖中標(biāo)出。

圖5 損耗均衡策略下的底層驅(qū)動分配方法

3.2 模態(tài)持續(xù)角φ的求解

各開關(guān)管的導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗和總損耗分別記為P_con、P_sw和P_total(=Sa1～San)，則損耗均衡條件下滿足

Sa1和Sa2各自的導(dǎo)通損耗和總開關(guān)損耗可由第2節(jié)得到。聯(lián)立式（6）和式（7）可解得，Sa1和Sa2各自需承擔(dān)的開關(guān)損耗，則進一步可解得為

4 TZCC下的效率提升方法

4.1 驅(qū)動時序重構(gòu)

當(dāng)兩條零電平鉗位回路同時導(dǎo)通時，需要對圖5的驅(qū)動分配方法重新調(diào)整，調(diào)整結(jié)果如圖6所示。

圖6 TZCC策略下的驅(qū)動重構(gòu)方法

具體的改動說明如下

（1）圖6a中，在Sap導(dǎo)通后將Sa3開通，滯后時間為z，此時開關(guān)管Sa2、Sa3、Sap和San同時導(dǎo)通，保證了兩條零電平回路同時續(xù)流，又因為Sa3開通前，與之并聯(lián)回路Sa2與Sap已經(jīng)導(dǎo)通，此時Sa3不承擔(dān)開通損耗；同理，在Sap關(guān)斷前先將Sa3關(guān)斷，超前時間同為z，則Sa3也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。因此在減小導(dǎo)通損耗的同時并不會增加額外的開關(guān)損耗。

（2）圖6b中，橋臂電壓由P狀態(tài)向O狀態(tài)切換時，當(dāng)Sa2與Sa3換流完成后，則Sa3與San構(gòu)成的鉗位回路已經(jīng)導(dǎo)通，為了滿足TZCC條件，必須先關(guān)斷Sa1，否則正母線電容將直通短路，再同時開通Sa2和Sap，此時Sa2與Sap不承擔(dān)開通損耗；又因為Sa1延遲Sa2關(guān)斷，因此也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。當(dāng)橋臂電壓由O狀態(tài)向P狀態(tài)切換時，則需要提前z時間關(guān)斷Sa2和Sap，再開通Sa1，恢復(fù)到Sa2與Sa3的預(yù)備換流模態(tài)，該階段下Sa1同樣不承擔(dān)開通損耗，而Sa2和Sap也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。

（3）圖6c中，與圖6a類似，在San導(dǎo)通后將Sa2也開通，滯后時間為z；在San關(guān)斷前先將Sa2關(guān)斷，超前時間同為z，同理Sa2實現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）。

（4）圖6d中，與圖6b類似，橋臂電壓由P狀態(tài)向O狀態(tài)切換時，當(dāng)Sa3與Sa2換流完成后，則Sa2與Sap構(gòu)成的鉗位回路已經(jīng)導(dǎo)通，此時需要先關(guān)斷Sa4，再同時開通Sa3和San。當(dāng)橋臂電壓由O狀態(tài)向P狀態(tài)切換時，則需要提前z時間關(guān)斷Sa3和San，再開通Sa4，恢復(fù)到Sa3與Sa2的預(yù)備換流模態(tài)，該階段下Sa3、Sa4和San均實現(xiàn)ZVS。

4.2 調(diào)制信號構(gòu)造

由于z在分配開關(guān)損耗上起著關(guān)鍵作用，需要保證在該時間內(nèi)開關(guān)管能夠完全可靠地開通和關(guān)斷，因此滿足

圖7 TZCC策略下的調(diào)制信號波形

表1 TZCC方法下的調(diào)制信號

Tab.1 Modulation signals under TZCC method

對于同一個開關(guān)管，不同區(qū)域內(nèi)開關(guān)動作次數(shù)也不同，因此DSP的PWM動作，子模塊（AQ）配置不同，則在切換策略時需要采用影子寄存器，避免區(qū)域切換時刻造成驅(qū)動信號錯誤。

5 仿真與實驗

開關(guān)器件的損耗估計結(jié)果直接影響模態(tài)持續(xù)角的大小，進而影響所提損耗均衡策略的效果。因此首先需要對損耗估計的可靠性進行相關(guān)驗證；其次，在損耗評估正確的條件下，對所提損耗均衡策略進行驗證；最后，對TZCC方法下所提驅(qū)動重構(gòu)策略的可行性進行驗證，同時得到對變換器運行效率提升的效果。

5.1 損耗估計可靠性驗證

在評估損耗之前，根據(jù)第2節(jié)分析，需要根據(jù)所選開關(guān)器件對導(dǎo)通電阻溫度修正系數(shù)1、開關(guān)損耗曲線及溫度修正系數(shù)2和驅(qū)動電阻修正系數(shù)3進行擬合，擬合區(qū)間如圖8所示。擬合結(jié)果如下：1=1.944×10-5j2+9.496×10-4j+0.9668；(ds)= 0.0169ds；2=(1.452×10-5j2+1.239×10-3j+ 1.271) / (1.452×10-5×252+1.239×10-3×25+1.271)；3= (0.1449g_ext+ 1.026)/(0.1449×2.5 +1.026)。在正弦載波調(diào)制方式下，以ANPC-1底層驅(qū)動分配方式為例，結(jié)合式（1）和式（3），各開關(guān)管的理論損耗計算見表2。

圖8 損耗估計下的各參數(shù)擬合區(qū)間

表2 參數(shù)擬合下的各開關(guān)管理論損耗

Tab.2 Theoretical loss under parameter fitting

在PLECS中搭建了ANPC單相電路，仿真模型關(guān)鍵參數(shù)見表3，輸出接RL串聯(lián)負(fù)載，保持負(fù)載阻抗幅值不變，功率因數(shù)角分別取為0°（= 9.6Ω，=1.6mH）、30°（= 8.3Ω，= 15.3mH）、60°（= 4.8Ω，= 26.5mH）和90°（= 0Ω，= 30.6mH）。注意需根據(jù)實驗中的實際驅(qū)動電阻參數(shù)，在開關(guān)器件模型中做出相應(yīng)的修改；損耗仿真假定散熱器溫度恒定，分別設(shè)定為25℃和125℃。

需要說明的是，由于各開關(guān)管溫度不一致，因此各溫度修正系數(shù)也不同，為簡化計算過程，各開關(guān)器件損耗的溫度修正系數(shù)1、2均假定相同，并按照所有開關(guān)管殼溫的平均溫度進行賦值。因為開關(guān)損耗與導(dǎo)通電阻隨溫度的變化特性曲線較為平穩(wěn)，即使在溫差范圍較大時這種近似也可以被接受。

ANPC-1方法在25℃、125℃下的損耗仿真結(jié)果分別如圖9和圖10所示，SW表示開關(guān)損耗，Con表示導(dǎo)通損耗，為方便比較，理論損耗計算結(jié)果也在圖9和圖10中給出，即折線所示。在ANPC-1驅(qū)動分配方式下，當(dāng)功率因數(shù)角為0°時，開關(guān)損耗全部加在Sa1（Sa4）上，此時損耗差異最為嚴(yán)重；隨著功率因數(shù)角的增加，開關(guān)損耗逐步向Sap（San）轉(zhuǎn)移，與理論分析一致，Sa2（Sa3）為工頻開關(guān)，因此不存在開關(guān)損耗，且導(dǎo)通損耗幾乎保持不變；當(dāng)功率因數(shù)角為90°時，Sap（San）總損耗最大，但各開關(guān)管損耗差異并不大。

圖9 ANPC-1方法25℃下的損耗仿真結(jié)果

圖10 ANPC-1方法125℃下的損耗仿真結(jié)果

可以看出，在兩組不同溫度條件和功率因數(shù)角下，開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗的理論計算和仿真結(jié)果基本保持一致，證明了損耗估計方法的正確性。

5.2 損耗均衡策略效果驗證

5.2.1 仿真證明

定義ANPC-B為ANPC-1采用了所提均衡策略后的方法，ANPC-TZCC-B為結(jié)合了驅(qū)動重構(gòu)和均衡策略后所提的方法。均衡前后的損耗分布對比（50℃）如圖11所示。圖11a和圖11b顯示了兩種方法下?lián)p耗分布的仿真結(jié)果，實線為理論計算結(jié)果。為便于比較，ANPC-1方法的損耗分布也在圖11c中給出。另外，根據(jù)式（8）求解的兩種方法下模態(tài)持續(xù)角與功率因數(shù)角的關(guān)系顯示在圖11d中。

圖11 均衡前后的損耗分布對比（50℃）

可以發(fā)現(xiàn)，隨著功率因數(shù)角發(fā)生變化，兩種方法下的主橋臂開關(guān)管損耗始終能保持均衡，證明了所提策略的有效性。另外，通過對比可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)采用TZCC方法下的損耗均衡策略時，相比于單條鉗位回路，其導(dǎo)通損耗更低，因此所有開關(guān)器件的損耗均下降，而變換器也具有更高的效率。

5.2.2 熱平衡實驗驗證

基于ANPC單相電路，搭建實驗平臺，ANPC單相電路實驗平臺如圖12所示，關(guān)鍵參數(shù)見表3，與仿真保持一致。溫度測量儀器型號為testo875-1i（9Hz），待開關(guān)器件溫度穩(wěn)定后（30min）進行測量，待溫度降回至室溫后進行下一組對比實驗。

圖12 ANPC單相電路實驗平臺

表3 ANPC單相電路仿真與實驗參數(shù)

Tab.3 Simulation and experimental parameters of ANPC single-phase circuit

實驗條件下考核損耗分布差異最為嚴(yán)重的情況，即功率因數(shù)角為0°。不同驅(qū)動分配方式下的實驗溫度特性如圖13所示。在ANPC-1下，如圖13a所示，Sa1穩(wěn)定溫度為59.2℃，Sa2為49.9℃，San溫度最低為42.4℃?？梢钥吹?，當(dāng)外管承受全部的開關(guān)損耗時，溫度比內(nèi)管高出接近10℃。當(dāng)采用損耗均衡策略后，如圖13b所示，Sa1與Sa2均接近54.5℃，均衡效果明顯，所有開關(guān)器件中的最高溫度下降了4℃。

同理，在ANPC-TZCC-B驅(qū)動方式下，如圖13c所示，Sa1與Sa2向中間溫度靠攏，接近53.5℃，均衡效果明顯，所有開關(guān)器件中的最高溫度下降了4.3℃。

5.3 效率提升驗證

1）理論分析

忽略死區(qū)時間對導(dǎo)通損耗的影響，在表3的參數(shù)下，理論上可以得到三種驅(qū)動方式下的總導(dǎo)通損耗曲線，如圖14所示。對于ANPC-1和ANPC-B方法，由于采用單鉗位回路，其不同電流路徑下導(dǎo)通電阻相同，因此總導(dǎo)通損耗不隨功率因數(shù)角的變化而變化。對于ANPC-TZCC-B兩條鉗位回路導(dǎo)通方式，其并聯(lián)鉗位回路導(dǎo)通電阻減小，而鉗位回路電流有效值將隨著功率因數(shù)角的增加而增大，因此總導(dǎo)通損耗隨功率因數(shù)角的增加而下降。當(dāng)功率因數(shù)角為0°時，導(dǎo)通損耗相比ANPC-1和ANPC-B方法下降15%，當(dāng)功率因數(shù)角為90°時，導(dǎo)通損耗下降達32%。

圖14 三種驅(qū)動分配策略下的總導(dǎo)通損耗

2）實驗驗證

在功率因數(shù)角為0°時對三種驅(qū)動分配方法進行效率實驗，輸出電阻負(fù)載變化范圍為8～24Ω，輸出功率變化范圍為1.2～3.4kW，其他實驗參數(shù)不變，得到的效率曲線如圖15所示。可以發(fā)現(xiàn)ANPC-1與ANPC-B方法的效率基本保持一致，ANPC-TZCC-B方法的效率位于3條曲線的最上方，平均高出約0.2%。值得一提的是，當(dāng)所提策略應(yīng)用在大功率和低功率因數(shù)的情況下，鉗位回路導(dǎo)通損耗占比增加，效率提升的會更為明顯。

圖15 四種驅(qū)動分配策略下的效率曲線

6 結(jié)論

對于ANPC逆變器，提出了一種損耗主動均衡策略?；趯?dǎo)通損耗和開關(guān)損耗的評估，在第1、3象限內(nèi)分別采用外管和內(nèi)管承擔(dān)開管損耗，在第2、4象限內(nèi)采用鉗位管承擔(dān)開關(guān)損耗，通過合理分配各模態(tài)的起始時間和持續(xù)時間，使得主橋臂開關(guān)損耗保持一致。并通過對驅(qū)動時序的調(diào)整和重新構(gòu)造，結(jié)合TZCC方法，進一步提升了變換器的運行效率。本文方法特點如下：

1）所提均衡策略擴展到了變功率因數(shù)角和調(diào)制比的情況，更具有一般性，同時采用并聯(lián)鉗位回路同時導(dǎo)通的方式，在容量和效率提升上同時進行了優(yōu)化。

2）所提損耗評估方法、均衡策略以及驅(qū)動重構(gòu)方法不受頂層調(diào)制策略的限制，同樣適用于其他等效零序注入下的調(diào)制策略。

3）所提方法僅是基于軟件在驅(qū)動策略上做出的改變，因此可同樣推廣到硬件混合的ANPC模塊上。

4）所有分析結(jié)果雖然是基于電流滯后于電壓的情況，但當(dāng)功率因數(shù)角為(-90°, 0)時，僅需要將在(0, 90°)下求得的模態(tài)持續(xù)角取負(fù)號即可，即-(-)，其他部分無需修改。

[1] 高瞻, 李耀華, 葛瓊璇, 等. 適用于大功率三電平中點鉗位整流器的SVPWM和DPWM策略研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(23): 4864-4876.

Gao Zhan, Li Yaohua, Ge Qiongxuan, et al. Research on SVPWM and DPWM strategies suitable for high power three-level neutral point clamped rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(23): 4864-4876.

[2] 於鋒, 朱晨光, 吳曉新, 等. 基于矢量分區(qū)的永磁同步電機三電平雙矢量模型預(yù)測磁鏈控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(10): 2130-2140.

Yu Feng, Zhu Chenguang, Wu Xiaoxin, et al. Two-vector-based model predictive flux control of three-level based permanent magnet synchronous motor with sector subregion[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(10): 2130-2140.

[3] Chen Quan, Wang Qunjing, Li Guoli, et al. The control of unequal power losses distribution in three-level neutral-point-clamped VSC[C]//2012 15th International Conference on Electrical Machines and Systems, Sapporo, 2012: 1-5.

[4] Bruckner T, Bemet S. Loss balancing in three-level voltage source inverters applying active NPC switches[C]//2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference, Vancouver, 2001: 1135-1140.

[5] 李科峰, 高山, 劉計龍, 等. 有源中點鉗位五電平逆變器懸浮電容預(yù)充電控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2022, 37(8): 2064-2075.

Li Kefeng, Gao Shan, Liu Jilong, et al. Floating capacitor pre-charging control strategy for five-level active neutral-point-clamped inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(8): 2064-2075.

[6] 李倩倩, 夏蓉花, 劉戰(zhàn), 等. 有源中點鉗位型三電平并網(wǎng)逆變器多目標(biāo)優(yōu)化預(yù)測控制[J]. 電氣技術(shù), 2021, 22(7): 13-18.

Li Qianqian, Xia Ronghua, Liu Zhan, et al. Multi-objective optimal model predictive control for active neutral-point-clamped three-level inverter[J]. Electrical Engineering, 2021, 22(7): 13-18.

[7] 徐帥, 孫振耀, 姚春醒, 等. 基于混合載波調(diào)制的三電平ANPC逆變器開路故障容錯控制策略[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2021, 41(15): 5329-5340.

Xu Shuai, Sun Zhenyao, Yao Chunxing, et al. Open-switch fault-tolerant control strategy for three-level ANPC inverter based on hybrid carrier modulation[J]. Proceedings of the CSEE, 2021, 41(15): 5329-5340.

[8] 羅龍, 李耀華, 李子欣, 等. 有源中點鉗位型三電平逆變器開關(guān)器件損耗均衡調(diào)制方法[J]. 電工電能新技術(shù), 2021, 40(4): 1-9.

Luo long, Li Yaohua, Li Zixin, et al. Loss equalization modulation method for switching devices of active neutral point clamped three-level inverter[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2021, 40(4): 1-9.

[9] 關(guān)清心. SiC & Si器件混合型高效率低成本中點鉗位型三電平電路研究[D]. 武漢: 華中科技大學(xué), 2018.

[10] Novak M, ?unde V, ?obanov N, et al. Semiconductor loss distribution evaluation for three level ANPC converter using different modulation strategies[C]// 2017 19th International Conference on Electrical Drives and Power Electronics, Dubrovnik, 2017: 170-177.

[11] Floricau D, Floricau E, Dumitrescu M. Natural doubling of the apparent switching frequency using three-level ANPC converter[C]//2008 International School on Nonsinusoidal Currents and Compensation, Lagow, 2008: 1-6.

[12] 婁修弢, 張犁, 陳永煒, 等. 4-SiC 3L-ANPC逆變器損耗均衡和效率優(yōu)化調(diào)制策略[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2022, 42(5): 1925-1933.

Lou Xiuzhen, Zhang Li, Chen Yongwei, et al. A dedicate modulation scheme for 4-SiC 3L-ANPC inverter with loss balanced distribution and efficiency improvement[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(5): 1925-1933.

[13] Deng Yi, Li Jun, Shin K H, et al. Improved modulation scheme for loss balancing of three-level active NPC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(4): 2521-2532.

[14] Zhang Gang, Yang Yongheng, Iannuzzo F, et al. Loss distribution analysis of three-level active neutral-point-clamped (3L-ANPC) converter with different PWM strategies[C]//2016 IEEE 2nd Annual Southern Power Electronics Conference, Auckland, 2016: 1-6.

[15] Ma L, Kerekes T, Rodriguez P, et al. A new PWM strategy for grid-connected half-bridge active NPC converters with losses distribution balancing mechanism[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(9): 5331-5340.

[16] Jiao Yang, Lu Sizhao, Lee F C. Switching performance optimization of a high power high frequency three-level active neutral point clamped phase leg[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(7): 3255-3266.

[17] Jiao Yang, Lee F C. New modulation scheme for three-level active neutral-point-clamped converter with loss and stress reduction[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62(9): 5468-5479.

[18] Chen Mengxing, Pan Donghua, Wang Huai, et al. Investigation of switching oscillations for silicon carbide MOSFETs in three-level active neutral-point-clamped inverters[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2021, 9(4): 4839-4853.

[19] Zhang Di, He Jiangbiao, Madhusoodhanan S. Three-level two-stage decoupled active NPC converter with Si IGBT and SiC MOSFET[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2018, 54(6): 6169-6178.

[20] Guan Qingxin, Li Chushan, Zhang Yu, et al. An extremely high efficient three-level active neutral-point-clamped converter comprising SiC and Si hybrid power stages[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(10): 8341-8352.

[21] Woldegiorgis D, Wu Yuheng, Wei Yuqi, et al. A high efficiency and low cost ANPC inverter using hybrid Si/SiC switches[J]. IEEE Open Journal of Industry Applications, 2021, 2: 154-167.

[22] Zhang Li, Lou Xiutao, Li Chushan, et al. Evaluation of different Si/SiC hybrid three-level active NPC inverters for high power density[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(8): 8224-8236.

[23] Zhang Di, He Jiangbiao, Pan Di. A megawatt-scale medium-voltage high-efficiency high power density “SiC+Si” hybrid three-level ANPC inverter for aircraft hybrid-electric propulsion systems[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2019, 55(6): 5971-5980.

[24] Feng Zhijian, Zhang Xing, Yu Shaolin, et al. Comparative study of 2SiC&4Si hybrid configuration schemes in ANPC inverter[J]. IEEE Access, 2020, 8: 33934-33943.

[25] Belkhode S, Shukla A, Doolla S. Enhanced hybrid active-neutral-point-clamped converter with optimized loss distribution-based modulation scheme[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(3): 3600-3612.

[26] 馬昆, 施永, 蘇建徽, 等. 考慮寄生參數(shù)的功率MOSFET開關(guān)損耗簡化計算方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(增刊2): 591-599, 609.

Ma Kun, Shi Yong, Su Jianhui, et al. Simplified model of power MOSFET switching loss considering the parasitic parameters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(S2): 591-599, 609.

Loss Equalization and Efficiency Optimization Strategy of Active Neutral Point Clamped Inverter

Wan Wenchao Duan Shanxu Yu Tianbao Mi Huiyao

（State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology School of Electrical and Electronic Engineering Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074 China）

For active neutral point clamped (ANPC) inverter, loss estimation model of power devices is built based on the principle of switching loss distribution, and an online adjustable loss distribution method is proposed to minimize the loss difference between every power device, by means of reasonably allocating different switching devices to undertake the switching loss and regulating the starting time and duration time of each mode. The method is deduced in detail and extended to the cases of variable power factor angles, which shows simple implementation and good effectiveness. Moreover, when the terminal voltage is clamped to neutral point, two zero-level clamped loop conducting (TZCC) is utilized for freewheeling through the reconstruction of the driving signals, therefore, conduction loss is decreased and the efficiency is further improved. Compared with the traditional single objective of loss equalization or efficiency optimization, the proposed method can achieve them both, so as to give full play to the advantages of ANPC inverters. Finally, the effectiveness of the proposed strategy is verified by simulation and experiments.

Active neutral point clamped (ANPC) inverter, loss equalization, driving signals reconstruction, efficiency improvement

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220269

TM46

國家重點研發(fā)計劃資助項目（2018YFB0106300）。

2022-03-01

2022-05-25

萬文超 男，1995年生，博士研究生，研究方向為三電平變換器控制和調(diào)制技術(shù)。E-mail：wanwenchao@hust.edu.cn

段善旭 男，1970年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為新能源及分布式發(fā)電技術(shù)、無線電力傳輸及船用電能變換與控制等。E-mail：duanshanxu@hust.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳誠）