何澤志 ，鐘建勇 ，吳 威

(1.中國(guó)科學(xué)院空間光電精密測(cè)量技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610209；2.中國(guó)科學(xué)院光電技術(shù)研究所，四川 成都 610209；3.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049)

0 引言

星敏感器是一種具有極高測(cè)量精度的姿態(tài)測(cè)量?jī)x器，因其較強(qiáng)的抗干擾能力和易實(shí)現(xiàn)自主導(dǎo)航的特點(diǎn)，是目前衛(wèi)星等航天器上最主要的姿態(tài)測(cè)量?jī)x[1]。由于衛(wèi)星等航天器一般由太陽(yáng)能電池等蓄電池供電，是一種直流電源，以衛(wèi)星為例，其為星載設(shè)備提供的電源一般為28 V[2]或42 V 的直流電源，即一次電源，故星上設(shè)備需采用DC-DC 電路來(lái)將其轉(zhuǎn)換為自身所需的電源。

而由于DC-DC 電源的使用，在星敏感器接通一次電源的瞬間，會(huì)在其供電線路中產(chǎn)生一個(gè)沖擊電流，被稱(chēng)為浪涌電流。浪涌電流因其瞬時(shí)性和尖峰性，極易導(dǎo)致二次電源輸入端電壓下降繼而影響電源模塊的正常啟動(dòng)，造成系統(tǒng)崩潰，同時(shí)也對(duì)整星載荷的電源分配產(chǎn)生不利影響[3]，因此，浪涌電流的抑制已經(jīng)成為星敏感器電源設(shè)計(jì)中必不可少的一環(huán)。

1 浪涌電流的產(chǎn)生

在整星和有效載荷的設(shè)計(jì)過(guò)程中，為了使設(shè)備滿(mǎn)足電磁兼容性要求，需要在設(shè)備的輸入端口設(shè)計(jì)RLC 濾波電路和EMI 濾波電路等，同時(shí)還會(huì)在電源輸入端并聯(lián)大電容以滿(mǎn)足阻抗匹配的要求，因此對(duì)于星載一次電源來(lái)說(shuō)，星上負(fù)載不是純電阻，而是容性或感性阻抗。圖1為星載設(shè)備供電原理的簡(jiǎn)易示意圖，其中UL為星載設(shè)備DC-DC 的輸入電壓，C 為DC-DC 模塊折算過(guò)來(lái)的等效電容與EMI 模塊的雜散電容之和，當(dāng)二次電源輸入電壓小于DC-DC 模塊最小工作電壓時(shí)，雜散電容可忽略不計(jì)，主要考慮等效電容；當(dāng)大于最小工作電壓時(shí)，DC-DC模塊等效電容為零，此時(shí)主要考慮雜散電容的充電。由圖1 可知，由于電容的阻抗特性，在設(shè)備上電瞬間，電容近似短路，電容上的電壓變化量極大，由可知，此時(shí)將產(chǎn)生很大的瞬時(shí)電流，這種瞬時(shí)電流被稱(chēng)為“輸人浪涌電流”。過(guò)大的浪涌電流容易使熔斷器誤熔斷甚至使繼電器觸點(diǎn)發(fā)生粘連事件[4-5]，在有效載荷中多個(gè)模塊同時(shí)啟動(dòng)工作，容易造成到輸人端口電壓降低，從而造成系統(tǒng)崩潰，同時(shí)電路中的瞬態(tài)大電流會(huì)引起有效載荷的電磁兼容性能變差。

圖1 簡(jiǎn)易星載設(shè)備供電示意圖

2 典型的浪涌抑制措施及其原理

目前，浪涌電流抑制措施主要有在供電母線串聯(lián)浪涌保護(hù)器件、功率電阻并聯(lián)繼電器法和在輸入端使用浪涌電流抑制電路三種。

常用浪涌保護(hù)器件有負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻、壓敏電阻、TVS(瞬態(tài)電壓抑制二極管)。通過(guò)在供電母線串聯(lián)浪涌保護(hù)器件，利用浪涌保護(hù)器件在不同環(huán)境下的阻值不同來(lái)達(dá)到限制浪涌電流的目的，此種方法成本低，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但適用性較低。

采用功率電阻配合繼電器或者SCR(可控硅整流器)的方法又稱(chēng)為電阻值預(yù)充法，該方法利用功率電阻限制浪涌電流，而當(dāng)負(fù)載后端電容充電到特定值時(shí)，使SCR器件導(dǎo)通便可短路限流電阻，規(guī)避了電路正常工作時(shí)電阻上的功率損耗。此方法的核心在于限流電阻的阻值要隨負(fù)載后端的濾波電容的充電值變化，而濾波電容的值是由后端負(fù)載的情況而決定的，因此該方法使用繁雜，不具有普適性和工程應(yīng)用價(jià)值[4，6]。

第三種方法是使用最多、應(yīng)用也最為廣泛的浪涌抑制方法，該浪涌抑制電路在某些場(chǎng)合也被稱(chēng)為軟啟動(dòng)電路。如圖2 所示為軟起動(dòng)電路的經(jīng)典電路結(jié)構(gòu)示意圖，此方法通過(guò)在供電線母線上串聯(lián)MOSFET 開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成一個(gè)受控網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)開(kāi)關(guān)器件的受控網(wǎng)絡(luò)來(lái)控制MOSFET 的導(dǎo)通過(guò)程，從而達(dá)到抑制后端浪涌電流的目的。工程上，常用集成了體二極管的MOSFET 代替圖2中的Q1和D1。

圖2 常用的星載設(shè)備軟起動(dòng)浪涌抑制電路示意圖

3 星敏感器浪涌電流抑制電路的電磁兼容性分析

目前星敏感器常用基于母線串聯(lián)MOSFET 的方法(如圖2 所示)來(lái)抑制浪涌電流，此外在實(shí)際使用時(shí)通常會(huì)設(shè)置兩個(gè)相同的抑制電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)冗余備份的方式來(lái)提高浪涌抑制電路的可靠性。

3.1 浪涌抑制電路的工作原理

在圖2 中，開(kāi)關(guān)器件MOSFET 管Q1的導(dǎo)通電壓Ugs受漏極電阻R3和極間電容C1組成的RC 回路控制。當(dāng)一次電源接通瞬間，一次電源開(kāi)始給負(fù)載等效電容C2以及控制電路電容C1充電，隨著對(duì)控制網(wǎng)絡(luò)的不斷充電，MOS 管G、S 兩端的電壓由0 開(kāi)始緩慢減少，直至小于G、S 兩端的導(dǎo)通電壓閾值Ugsth，則MOSFET 管子導(dǎo)通。此外，當(dāng)管子導(dǎo)通后母線上的電阻R4被近似短路，則一次電源電流就主要通過(guò)受控開(kāi)關(guān)器件MOSFET 向星敏感器供電，并且隨著充電的進(jìn)行，C2兩端的電壓值會(huì)逐漸預(yù)充到一個(gè)恒定值。

當(dāng)MOSFET 導(dǎo)通后，處于可變電阻工作區(qū)，其導(dǎo)通電阻由電壓控制，如圖3 所示為某型號(hào)MOSFET 的轉(zhuǎn)移特性曲線測(cè)試接線圖，由圖4 可知管子導(dǎo)通時(shí)流過(guò)的電流受G、S 兩端的電壓Ugs控制，且在測(cè)試范圍內(nèi)，漏極電流Id隨Ugs的增大而逐漸增大，因此在管子導(dǎo)通后經(jīng)漏極向二次電源端的充電電流是逐漸變化的，故不會(huì)出現(xiàn)瞬時(shí)電流，進(jìn)而安全可靠地保護(hù)整個(gè)系統(tǒng)正常工作[7]。

圖3 IRFM8140 轉(zhuǎn)移特性測(cè)試接線圖

圖4 IRFM9140 的轉(zhuǎn)移特性曲線

3.2 浪涌抑制電路的電磁兼容性分析

串聯(lián)MOSFET 抑制浪涌電流的核心在于對(duì)電壓Ugs的控制，此外，在設(shè)計(jì)經(jīng)由MOSFET 組成的浪涌抑制電路時(shí)，除了應(yīng)當(dāng)考慮Ugs控制電路外，還需考慮MOS 管導(dǎo)通之前產(chǎn)生的浪涌電流及損耗。

以圖2 所示的浪涌抑制電路為例，設(shè)電路接通電源至電路穩(wěn)定工作的時(shí)間為t，由于MOSFET 的開(kāi)啟時(shí)間為納秒級(jí)，故可忽略不計(jì)。設(shè)一次供電電源為Ui，DC-DC模塊可正常工作的最小輸入電壓為U0min，理論上電容C1兩端最大電壓為VE，則有如下關(guān)系：τ=(R3||R2)C1，且當(dāng)C1充電至MOS 管的導(dǎo)通電壓所需時(shí)間為：

對(duì)于RC 控制模塊而言，電阻R2、R3的取值應(yīng)滿(mǎn)足下式：

設(shè)DC-DC 的額定工作電流為I0，額定輸入為Ui，額定輸入功率為Px，則為保證DC-DC 的正常工作，接通電源后且MOSFET 未導(dǎo)通前，R4上的壓降為Ux，流經(jīng)R4的浪涌電流(即一次浪涌)為Ix，則R4的取值范圍為：

通常，對(duì)于穩(wěn)定工作電流小于1 A 的負(fù)載，浪涌電流原則上不大于3 A；而對(duì)于大于1 A 的負(fù)載，浪涌電流不大于穩(wěn)定工作電流的3 倍，故R4的最小值應(yīng)為U0/(3I0)。

該電路結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)的仿真原理圖如圖5 所示，其中用C2和R5來(lái)代表DC-DC 模塊的等效阻抗。

圖5 簡(jiǎn)易浪涌抑制電路仿真示意圖

如圖5 所示的浪涌抑制電路中，通道B 連接漏極的電流探針，方向由D 端流向負(fù)載端，通道A 連接R4所在的支路。根據(jù)圖5 所示的仿真結(jié)果可知，在整個(gè)電路接通電源至穩(wěn)定工作的過(guò)程中，會(huì)產(chǎn)生二次浪涌電流（圖6 中帶三角標(biāo)志的曲線），其中一次浪涌電流出現(xiàn)在MOS 管導(dǎo)通前的流經(jīng)電阻R4的支路，二次電流浪涌出現(xiàn)于管子導(dǎo)通時(shí)的MOS 管漏極，因此整個(gè)電路的浪涌抑制電流由上述兩個(gè)部分組成。為了得出這兩部分浪涌電流的有效抑制方法，需對(duì)兩者的產(chǎn)生及影響因素做全面的兼容性分析。

圖6 開(kāi)關(guān)接通后漏極和R4 所在支路的電流變化

3.2.1 一次浪涌電流

在MOS 管關(guān)斷階段，即啟動(dòng)階段，浪涌抑制電路的電流流向如圖7 所示，即在此階段，電源通過(guò)繼電器開(kāi)關(guān)分別向控制回路電容C1和負(fù)載等效電容C2充電，有：

其中，iA為流經(jīng)R4的電流，如圖7 中箭頭所示，也就是一次浪涌電流，而i1為流經(jīng)R3的電流，為二次浪涌電流。由上述式子可知，影響浪涌抑制電路效果的主要電參數(shù)除了限流電阻R4以外，還有負(fù)載的等效參數(shù)。

圖7 啟動(dòng)階段電流流向示意圖

3.2.2 二次浪涌電流

當(dāng)MOS 管導(dǎo)通后，R4被短路，使得流經(jīng)R4的電流迅速減少，浪涌抑制電路的電流流向如圖8 所示。根據(jù)MOS 管的導(dǎo)通特性可知，它的導(dǎo)通過(guò)程分為三個(gè)階段，分別是線性階段、非線性階段以及飽和階段，且有：

圖8 開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通階段電流流向示意圖

其中，Z/L 為MOS 管的溝道寬長(zhǎng)比，μn為金屬氧化物的介電常數(shù)，COX為氧化層電容，三者的乘積也寫(xiě)作即受控參數(shù)。MOS 導(dǎo)通后，則有UDS→0，可忽略不計(jì)，又有：

故有浪涌電流的持續(xù)時(shí)間為：

浪涌電流的峰值為：

而對(duì)于負(fù)載電阻RL的阻值，則需要根據(jù)DC-DC 模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及輸入電壓確定。

3.2.3 兼容性考慮

在DC-DC 模塊的輸入電壓到達(dá)最低工作電壓U0min之前，浪涌抑制開(kāi)關(guān)應(yīng)處于關(guān)閉狀態(tài)，且MOS 管的柵極電壓應(yīng)為導(dǎo)通閾值電壓的二分之一以保證管子導(dǎo)通后能完全工作在飽和區(qū)；當(dāng)DC-DC 模塊的輸入電壓大于20 V 時(shí)，等效于一次電源給軟起動(dòng)電路及雜散電容充電。故有如下關(guān)系式：

其中，t1為一次電源給DC-DC 模塊充電至最低工作電壓所需時(shí)間，t2為RC 控制網(wǎng)絡(luò)給柵極充電至導(dǎo)通二分之一閾值電壓所需時(shí)間，且有t1≤t2，則可得RC 控制網(wǎng)絡(luò)的元器件參數(shù)關(guān)系。

3.3 案例分析

首先計(jì)算R4。已知某衛(wèi)星電源供電為30 V，DC-DC模塊正常工作電壓范圍為20 V～50 V，在MOS 管導(dǎo)通以前，流經(jīng)R4的電流大小應(yīng)使其DC-DC 輸入不得低于20 V，星敏感器最大功率為14 W，則在DC-DC 輸入電壓為20 V 時(shí)，一次電源母線電流為I=P/U=14/20=0.7 A，由此可確定R4的最大阻值為(30-20)×10/14≈14 Ω，在此期間二次電源負(fù)載等效為容性負(fù)載，等效負(fù)載電阻值約為20 V/0.7 A≈29 Ω，且DC-DC 模塊的等效負(fù)載電容為100 μF。

其中，等效負(fù)載電阻RL即為DC-DC 模塊的輸入等效阻抗Req，根據(jù)某型號(hào)星敏感器所設(shè)計(jì)的DC-DC 模塊可知，當(dāng)輸入電壓低于20 V 時(shí)，Req可看作固定電阻且為標(biāo)稱(chēng)值，即Req=P/I2≈29 Ω；當(dāng)輸入電壓高于20 V 時(shí)，DC-DC 電路的輸入功率不變，Req為可變電阻且Req=U2/P。

綜上可得，R4的取值范圍為[9.5，14]Ω，根據(jù)持續(xù)時(shí)間的單位量級(jí)，則R2和R3的數(shù)量級(jí)為kΩ，則電容C1的選擇應(yīng)為nF。將已知參數(shù)(如表1 所示)代入通過(guò)數(shù)學(xué)方法求得當(dāng)Imax取得極小值時(shí)，各變量的取值分別為R2=47 kΩ，R3=290 kΩ，R4=14 Ω，C1=0.062 μF，C2=100 μF，可得經(jīng)抑制后的浪涌電流仿真波形如圖9 所示，對(duì)比優(yōu)化設(shè)計(jì)前的浪涌電流如圖10 所示，可知經(jīng)本文所提方法抑制后的浪涌電流峰值大幅度減小。為準(zhǔn)確地檢測(cè)到開(kāi)關(guān)動(dòng)作瞬間的電壓及電流變化，仿真時(shí)需將開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)刻設(shè)為仿真開(kāi)始后一段時(shí)間，因此圖9、圖10 中的橫坐標(biāo)表示時(shí)刻，且在t=1 s 時(shí)單刀雙擲開(kāi)關(guān)接通負(fù)載，由結(jié)果可知上述參數(shù)選擇滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。

表1 某型號(hào)MOSFET部分參數(shù)

圖9 經(jīng)抑制后的浪涌電流波形圖

圖10 DC-DC 模塊輸入電壓與MOS 管柵極電壓的變化趨勢(shì)

4 結(jié)論

傳統(tǒng)的浪涌電流設(shè)計(jì)方法源于設(shè)計(jì)師們的工程經(jīng)驗(yàn)，采用軟啟動(dòng)電路的方法來(lái)抑制浪涌電路效果顯著，然而在減緩浪涌浪涌電流的同時(shí)也引入了二次浪涌電流。經(jīng)過(guò)試驗(yàn)分析可知，浪涌抑制電路的關(guān)鍵元件的參數(shù)確定可通過(guò)理論與實(shí)踐相結(jié)合的方法來(lái)確定，全面考慮整個(gè)電路結(jié)構(gòu)的兼容性，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)確定大致范圍，再經(jīng)由數(shù)學(xué)方法求解最優(yōu)值。