許章茁，潘 健

（湖北工業(yè)大學太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室，武漢 430068）

全橋零電壓開通ZVS（zero voltage switching）直流變換器在中高功率變換場合中應用十分廣泛，其最大特點是利用變壓器漏感和開關寄生電容之間的諧振實現(xiàn)功率開關的零電壓開通。但是傳統(tǒng)的移相全橋ZVS 直流變換器存在一些顯著缺陷，如滯后橋臂軟開關范圍有限、存在環(huán)流損耗、副邊存在占空比丟失以及整流橋存在嚴重的寄生振蕩等問題。

針對移相全橋ZVS 直流變換器存在的上述問題，研究者提出了多種解決方案，但這些方案都是通過不同媒介對相關問題進行抑制和緩解，尚未提及問題的本質(zhì)及其產(chǎn)生機理，也鮮有對變換器的綜合性能進行分析評估。本文對移相全橋ZVS 直流變換器的研究成果進行整理分析，并提出新的思路。首先，本文對移相全橋ZVS 直流變換器存在的問題進行闡述，深入解析問題的產(chǎn)生機理以及各問題之間的相關性；其次，在歸納分類的基礎上對各類解決方案進行詳細分析與對比；最后，結(jié)合部分方案的優(yōu)勢提出了基于互補占空比的改進方案，通過仿真驗證了其可行性。

1 相關問題分析

1.1 滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 范圍受限

移相全橋ZVS 直流變換器電路結(jié)構(gòu)及關鍵波形如圖1 所示。

圖1 移相全橋ZVS 直流變換器電路結(jié)構(gòu)及關鍵波形Fig.1 Circuit structure and key waveforms of phaseshifted full-bridge ZVS DC-DC converter

移相全橋變換器滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 受負載條件和諧振電感的制約。滯后橋臂開關過程中，原邊電壓和原邊電流方向相反，副邊整流二極管同時導通，使得變壓器副邊短路。整個變換器割裂為兩個獨立的部分，其中一部分是原邊電流逐漸改變流通方向，其流通路徑由逆變橋提供；另一部分是濾波電感電流續(xù)流，其流通路徑由整流橋提供。由于切斷了濾波電感能量折算至原邊的通路，此時用來實現(xiàn)ZVS 的能量僅是諧振電感中的能量。滯后橋臂ZVS 的實現(xiàn)條件應滿足

式中：Lr為諧振電感；Clag為滯后橋臂的寄生電容（C2=C4=Clag）；CTR為變壓器原邊繞組寄生電容；I2為換向階段前的原邊電流。

當變換器處于輕載條件下或諧振電感較小時，諧振電感不足以提供開關管寄生電容充放電所需能量，滯后橋臂將失去ZVS，變換器損耗增大，開關寄生電容放電的高du/dt 導致電磁干擾更嚴重，體二極管的反向恢復電流導致其可靠性降低。

1.2 存在環(huán)流損耗

在超前橋臂的體二極管導通后與滯后橋臂關斷前的這段時間內(nèi)，由于二極管的箝位作用，原邊電壓保持為0，而原邊存在一定的循環(huán)電流，流經(jīng)開關管從而造成環(huán)流損耗，如圖1 中的時段[t1-t2]、[t7-t8]陰影處所示。兩處時段等效，其中[t1-t2]的環(huán)流損耗大小為

式中：VT為開關管導通壓降；VD為體二極管導通壓降；ip、Ip為原邊電流及其最大值；Δt 為環(huán)流階段的持續(xù)時間，忽略開關管寄生電容充放電時間，則Δt=DδTs/2，Dδ為移相占空比；Ts為開關周期；fs為開關頻率。

在高頻率大電流應用條件下，環(huán)流損耗問題尤為突出，其在總損耗中的占比甚至高于開關損耗，這也是變換器較適用于降壓型電路的緣由。環(huán)流損耗導致變換器效率降低，甚至會影響儲能元件的壽命。

1.3 占空比丟失

由于移相全橋變換器的工作特性，在滯后橋臂開關關斷后，存在原邊電流由正向（或負向）變化到負向（或正向）電流的換向階段。在換向階段，原邊電流不足以提供負載電流，原邊存在電壓方波而副邊短路，導致部分輸出電壓方波丟失，繼而出現(xiàn)占空比丟失問題。如圖1 中的時段[t2-t5]、[t8-t11]陰影處所示。丟失占空比的大小為

式中，K 為變壓器原副邊匝比。

諧振電感或負載越大，原邊電流的換向階段越長，從而導致愈發(fā)嚴重的占空比丟失問題。若減小諧振電感或負載以減小占空比丟失又與變換器滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 相矛盾，占空比丟失使得副邊有效值占空比減小，為了得到所要求的輸出電壓，必須減小變壓器匝比K，但又會導致通態(tài)損耗加大以及副邊整流二極管電壓應力增大等問題。

1.4 整流橋寄生振蕩

滯后橋臂的換向階段完成后，電源開始給負載供電。由于激勵源輸入電壓Vin的存在，原邊電流繼續(xù)反向增大，副邊整流電壓從零開始上升，產(chǎn)生電壓振蕩。在整流二極管寄生電容的充放電過程中，由于激勵源的存在，電容會先充電至可達到的最大值，從而表征為寄生振蕩。如圖1 中的時段[0-t0]、[t5-t6]、[t11-t12]虛線方框所示。寄生電容振蕩電壓為

式中：ωr=，C′DR為整流二極管寄生電容折算至原邊的等效值；t5為換向階段完成時刻。

寄生振蕩增大了整流二極管的電壓應力，影響器件的壽命，同時會產(chǎn)生嚴重的電磁干擾。

2 解決方案評估

2.1 軟開關范圍受限解決方案

傳統(tǒng)移相全橋ZVS 直流變換器滯后橋臂開關過程中，僅由諧振電感的儲能提供ZVS 條件，導致輕載時ZVS 的丟失。解決這一問題的主要思路是利用輔助儲能元件或施加輔助電路在滯后橋臂開關過程中提供輔助能量。目前已有的解決方案主要有串聯(lián)輔助電流源、并聯(lián)無源輔助電流源、并聯(lián)有源輔助電流源、幅值自適應輔助電流源、復合電路和雙半橋方案。文獻[1-3]采用串聯(lián)輔助電流源方案，將較大的外部諧振電感與變壓器串聯(lián)，或者將線性電感替換為可飽和電感，在一定程度上優(yōu)化了變換器實現(xiàn)ZVS 的條件，但由于在功率回路中串入輔助元件會帶來額外的損耗，從而限制了效率的提升。其中串聯(lián)飽和電感方案將在副邊占空比丟失解決方案中詳述。文獻[5-7]提出雙變壓器方案，其中文獻[5]在額定功率Po=100 W、輸入電壓Vin=36～60 V、輸出電壓Vo=5 V 的車載通信電源實驗平臺上測得在5%負載條件時仍能實現(xiàn)ZVS，且在額定條件下效率為90.1%，最大效率超過94%；文獻[6]在前者的基礎上通過引入升壓電容減小了環(huán)流損耗，整體效率提升了約1%，但該方案需引入額外的變壓器，不適于大功率應用。文獻[8-9]利用變壓器勵磁電感或變壓器集成外部諧振電感輔助軟開關的實現(xiàn)，通過物理集成工藝減小變壓器磁芯損耗，相較于傳統(tǒng)方案效率提升了0.5%。文獻[10-12]在變壓器兩端并聯(lián)輔助電路，本質(zhì)上與利用變壓器的勵磁電感一致，然而輔助電感電流幅值與原邊占空比正相關，以導通損耗為代價拓寬軟開關范圍，降低了變換器效率，其中文獻[10]在Po=350 W、Vin=160～270 V、Vo=35 V 的實驗環(huán)境下，測得在空載時仍能實現(xiàn)ZVS，但整機最大效率僅為88%；文獻[12]雖將最大效率提升至96%，但其僅在20%負載條件下實現(xiàn)ZVS。

文獻[13-14]通過滯后橋臂并聯(lián)LC 輔助電流源，在滯后橋臂開關過程中諧振電流和輔助電感電流同時對開關管寄生電容進行充放電，實現(xiàn)了滯后橋臂的寬范圍ZVS，其拓撲如圖2（a）所示。文獻[15]在電流增強原理的基礎上提出輔助電流源方案，當滯后橋臂上的開關管換流時，輔助電感電流以最大電流流進或流出滯后橋臂中點，聯(lián)合諧振電流實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS。輔助電路要求提供足夠的電流使主開關寄生電容器放電而實現(xiàn)ZVS。然而，輔助電流流過開關將導致額外的導通損耗。文獻[16-17]提出無源非對稱電路方案，由于兩條輔助支路的工作狀態(tài)存在差異，通過設置輔助電感電流高于諧振電流以減小導通損耗，表征為輔助電路的非對稱性，在保證寬負載范圍軟開關的同時最大限度地減小了導通損耗，其拓撲如圖2（b）所示，其中文獻[16]在Po=500 W、Vin=300～400 V、Vo=55 V 的實驗環(huán)境下，測得在10%負載條件時仍能實現(xiàn)ZVS，且在50%～100%的負載范圍內(nèi)，效率幾乎恒大于97%，但該方案的輔助電流源幅值不可控，只與輸入電壓和諧振元件參數(shù)有關，僅適用于負載變化范圍較小的應用。

圖2 無源輔助電流源方案Fig.2 Scheme of passive auxiliary current source

由于輔助電流源以輕載時實現(xiàn)ZVS 為目標進行設計，輔助電流源幅值不可控，使得重載時輔助電流源提供的能量過剩，導致開關管導通損耗增大從而限制重載時變換器的轉(zhuǎn)換效率。為解決這類問題，文獻[18-20]引入有源器件對輔助電路能量加以控制。文獻[18]通過輔助開關將LC 諧振電路施加至滯后橋臂，根據(jù)負載大小控制輔助開關占空比，利用輔助電感能量拓寬滯后橋臂的ZVS 范圍，其拓撲如圖3（a）所示，在Po=1.8 kW、Vin=380 V、Vo=48 V的實驗環(huán)境下，測得所提方案在33%負載條件時仍能實現(xiàn)ZVS，而傳統(tǒng)方案僅在60%負載條件時失去ZVS，雖在重載范圍內(nèi)效率略低于傳統(tǒng)方案，但輕載范圍內(nèi)的效率明顯高于傳統(tǒng)方案?？紤]到輔助電路自身的開關損耗，文獻[19]提出了改進的輔助電流源方案，在保證滯后橋臂ZVS 的同時實現(xiàn)了輔助開關的ZVS 和零電流開通ZCS（zero current switching）。文獻[20]利用耦合繞組與諧振元件組成輔助電流源，通過有效選通輔助開關，實現(xiàn)主開關的ZVS以及輔助開關的ZCS，其拓撲如圖3（b）所示，在Po=350 W、Vin=48 V、Vo=400 V 的實驗環(huán)境下，測得所提方案在20%負載以上均能實現(xiàn)ZVS，且由軟開關導致的主開關損耗遠小于輔助電路引起的額外損耗，整機在寬負載范圍內(nèi)的效率不斷提高，最大提高了4%。文獻[21]利用非對稱脈沖寬度調(diào)制APWM（asymmetrical pulse width modulation）策略取代移相調(diào)制PSM（phase-shifted modulation）策略，在Po=1.2 kW、Vin=300 V、Vo=209～350 V 的電池充電實驗平臺上，測得CC 充電模式下APWM 能保證軟開關的實現(xiàn)，具有更高的效率；但在CV 充電模式下，由于輔助電路的損耗，使用APWM 的效率要略低于PSM。

圖3 有源輔助電流源方案Fig.3 Scheme of active auxiliary current source

上述方案中，有源輔助電路中有源器件的占空比是根據(jù)負載大小進行提前設定的，本質(zhì)上并沒有實現(xiàn)輔助電路能量的實時可控，因而僅適用于負載變化范圍較小或?qū)ω撦d變化反應較遲緩的應用。文獻[22-23]通過變換電路結(jié)構(gòu)，使得輔助電感上能獲得與原邊電壓互補的交流電壓，輔助電流源幅值能保持與負載電流的變化趨勢相反的特性，從而最大限度地拓展ZVS 范圍并降低輔助電路對變換器效率的影響。文獻[24-25]提出了一種具體通用的實現(xiàn)電壓互補策略的移相全橋電路方案，如圖4 所示，其中兩個變壓器TX和TY各自的次級輸出連接到兩個輸出電路X 和Y。輸出X 和Y 的輸出功率變化相反，從而使得輔助電流源幅值可以按照負載大小進行自適應調(diào)整，文獻[26-27]基于此概念提出了新型的拓撲，其中文獻[27]利用輔助變壓器提供輔助開關的控制信號，其拓撲如圖5（a）所示，在Po=1 kW、Vin=300～400 V、Vo=54 V 的實驗環(huán)境下，測得空載時仍能實現(xiàn)ZVS，且在整個負載范圍內(nèi)效率幾乎恒高于傳統(tǒng)方案。文獻[28]提出將主變壓器分成兩個半額變壓器從而獲取互補電壓，使得ZVS操作和導通損耗之間的折衷得以解決，并且在不顯著增加導通損耗的情況下實現(xiàn)了全范圍的ZVS，并在Po=500 W 的實現(xiàn)環(huán)境下驗證了自適應輔助電流源較固定輔助電流源更具有優(yōu)勢。文獻[29]通過增設三繞組耦合電感器使得勵磁電感能量能自適應變化，且由于原邊功率可以始終傳輸?shù)捷敵鰝?cè)，環(huán)流損耗大大降低，其拓撲如圖5（b）所示。由于輔助能量能按照所期望的趨勢自適應變化，此類方案可在保證軟開關的前提下實現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換效率，適用于寬負載范圍的應用。

圖4 電流源幅值自適應的輔助電路通用方案[25]Fig.4 General scheme of auxiliary circuit with adaptive currentsource[25]

圖5 輔助電流自適應的輔助電路Fig.5 Auxiliary circuits withadaptiveauxiliary current

文獻[31]等提出采用共用滯后橋臂構(gòu)建復合電路的方案，有效解決了傳統(tǒng)移相全橋ZVS 變換器滯后橋臂軟開關范圍受限的問題。利用半橋電路較容易設計諧振參數(shù)而實現(xiàn)ZVS 的特性，文獻[31-39]通過復合全橋-半橋電路，解決了滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 困難的問題，還考慮了變壓器輸出端連接形式，包括多級輸出[32-33]、并聯(lián)輸出[34-35]、串聯(lián)輸出[36]。文獻[40-43]通過復合全橋-全橋電路，具有同樣的優(yōu)勢，這類方案使得原邊功率能始終傳遞至負載，從而減小了輸出紋波，優(yōu)化了濾波設計。文獻[37-38，43]提出的復合電路方案將在環(huán)流損耗解決方案中詳述。

文獻[44-46]通過將全橋變換器組合成對稱的雙半橋變換器，對兩個半橋采用移相控制以控制輸出電壓，利用兩個諧振電感并結(jié)合勵磁電感實現(xiàn)變換器的全范圍軟開關。其中，文獻[45]在文獻[44]的基礎上，將全橋整流器替換成中心抽頭整流器，前者適用于高壓應用，后者更適用于低壓應用。文獻[46]在副邊采用能量回收電路ERC（energy recovery circuit），消除了環(huán)流損耗和寄生振蕩，其拓撲如圖6 所示，在80 in PDP 維持電源模塊實驗平臺上進行測試，結(jié)果表明在全負載范圍內(nèi)均能實現(xiàn)ZVS，且最高效率可達到96.28%。由于電路工作消除了環(huán)流損耗，該方案更適用于高功率大電流的應用。文獻[47]詳細分析了雙半橋變換器的拓撲結(jié)構(gòu)與控制策略，并總結(jié)了其最佳的適用范圍。

圖6 一種帶有能量回收電路的雙半橋電路[46]Fig.6 Dual half-bridgecircuit with ERC[46]

2.2 環(huán)流損耗解決方案

由于傳統(tǒng)移相全橋ZVS 直流變換器存在環(huán)流階段，原邊電壓保持為0，無法向副邊傳輸能量，而原邊回路維持一定的循環(huán)電流從而造成環(huán)流損耗。解決這一問題的主要思路是在環(huán)流階段內(nèi)，迫使原邊電流快速降低為0；或者提供能量傳輸通徑，保持原邊能量始終能傳輸至副邊。解決方案主要有ZVZCS、循環(huán)電流復位、復合電路、副邊移相調(diào)制等[48-69]。

文獻[48-55]采用全橋ZVZCS 變換器方案。為實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS，必須確保在滯后橋臂開關關斷前開關電流降為0 并不再增加，這要求環(huán)流階段內(nèi)原邊電流迅速降低為0，從而大大減小了環(huán)流損耗。

文獻[56-58]參照ZVZCS 工作原理提出循環(huán)電流復位方案，通過引入復位輔助電路，在變換器處于環(huán)流階段時，阻隔副邊電流反射至原邊的通徑，從而消除環(huán)流損耗。文獻[56]通過不控整流橋施加反向電壓實現(xiàn)循環(huán)電流的復位。實際上，在環(huán)流階段內(nèi)，迫使原邊電流的幅值迅速下降雖有利于減小環(huán)流損耗，但在之后的滯后橋臂開關階段內(nèi)，由于較小的原邊電流可能使得諧振電感中的儲能不足以提供ZVS 條件。文獻[57]借鑒ZVZCS 的電路結(jié)構(gòu)，利用2# 能量回收緩沖電路[51]實現(xiàn)循環(huán)電流的復位，利用輔助電路保證了滯后橋臂的ZVS，其拓撲如圖7（a）所示，在Po=500 W、Vin=380 V、Vo=48 V的實驗環(huán)境下測試，結(jié)果顯示，由于環(huán)流損耗的提高，在達到60%負載條件之后，傳統(tǒng)方案的效率呈下降趨勢，而該方案可以減小環(huán)流損耗，效率始終呈上升趨勢，達到80%負載條件后保持不變。文獻[58]采用全橋-半橋復合電路結(jié)構(gòu)，利用變壓器第三繞組[49]實現(xiàn)循環(huán)電流的復位，復合半橋電路保證了滯后橋臂的ZVS，其拓撲如圖7（b）所示。綜上所述，減小循環(huán)電流與拓寬滯后橋臂的ZVS 范圍存在矛盾。文獻[37-38，43]所提出的關于解決軟開關范圍受限的復合電路方案可以有效解決這一矛盾。

圖7 循環(huán)電流復位電路方案Fig.7 Scheme of circulating current reset circuit

文獻[37-38]所提出的復合電路方案共用滯后橋臂構(gòu)建LLC 半橋電路。其中，文獻[37]的工作原理實際上是在進入環(huán)流階段時，以引入的升壓電容復位原邊電流，從而消除了環(huán)流損耗，在滯后橋臂開關開通階段時，構(gòu)建的半橋電路提供開關寄生電容充放電能量，從而實現(xiàn)了滯后橋臂的ZVS，其拓撲如圖8（a）所示。文獻[38]在前者的基礎上進行了一定的改進，增設了能量回收電路，在進入環(huán)流階段時，以副邊反射的反向電壓復位原邊電流，并以LLC 諧振頻率為開關頻率，從而保證實現(xiàn)滯后橋臂全范圍的ZVS，并最大限度地減小半橋電路中的環(huán)流損耗，該方案在Po=3.3 kW、Vin=400 V、Vo=250～420 V 的車載電池充電器實驗平臺上以CC-CV 充電算法進行測試，結(jié)果顯示在整個負載范圍內(nèi)均能實現(xiàn)ZVS，且在整個CC-CV 充電過程中均能實現(xiàn)高效率，最大效率達到了98.09%。文獻[43]提出的復合電路方案是共用滯后橋臂構(gòu)建全橋電路，其原理是利用原全橋間固定占空比（50%）調(diào)制策略消除原全橋的環(huán)流階段，并利用新全橋間的相移控制輸出，其拓撲如圖8（b）所示，該方案針對射頻發(fā)電機應用建立了Po=3 kW、Vin=280 V、Vo=40～200 V 的實驗模型，結(jié)果顯示在雙全橋工作模式下能有效實現(xiàn)ZVS，且由于環(huán)流損耗以及副邊整流器的導通損耗較低，在整個負載范圍內(nèi)具有更高的效率。

圖8 構(gòu)建復合電路方案Fig.8 Scheme of building composite circuit

共用滯后橋臂構(gòu)建復合電路的方案既能較好地實現(xiàn)ZVS，又能大大減小環(huán)流損耗，并能在一定程度上優(yōu)化濾波設計，是解決關于全橋變換器存在的相關問題較為理想的方法，目前廣泛應用于充電電池相關應用。

文獻[59-66]提出副邊移相SPS（secondary-side phase-shifting）調(diào)制方案，原邊開關以固定占空比進行通斷控制，通過副邊引入的有源開關對輸出電壓進行調(diào)整，由于消除了原邊的移相環(huán)節(jié)，不會產(chǎn)生環(huán)流損耗。文獻[59-60]提出帶有中心抽頭變壓器的拓撲結(jié)構(gòu)，該電路實現(xiàn)了原邊開關的ZVS 和副邊開關的ZCS，但不適用于寬輸入電壓范圍的應用，且在短路控制上存在困難。文獻[61-62]提出單變壓器OT（one transformer）拓撲結(jié)構(gòu)，其中文獻[61]實現(xiàn)了有源開關的ZVS 和整流二極管的ZCS，在Po=2.5 kW、Vin=100 V、Vo=70～110 V，開關頻率f=100 kHz 的高頻實驗環(huán)境下，測得在任何負載條件下均能實現(xiàn)軟開關，且在整個負載范圍內(nèi)效率恒高于傳統(tǒng)方案，由于副邊存在一定的環(huán)流損耗，在重載條件下效率提升不夠明顯。文獻[62]減少了副邊引入的開關數(shù)量、消除了副邊的環(huán)流損耗，具有更高的效率。在單變壓器拓撲結(jié)構(gòu)的基礎上，文獻[63]提出兩變壓器TT（two transformers）拓撲結(jié)構(gòu)，由于原邊繞組串聯(lián)和輸出整流器并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，進一步減小了副邊存在的環(huán)流損耗，且原邊功率始終能傳輸至副邊，從而減小了輸出電流紋波，該電路具有多種工作模式，適用于寬輸出電壓應用，該方案在Po=1 kW、Vin=400 V、Vo=60～87 V、f=100 kHz 的高頻實驗環(huán)境下，測得在任何負載條件下原副邊開關均能實現(xiàn)ZVS，且在額定條件的TT-FB 效率幾乎恒高于。將副邊移相調(diào)制以通用方案的形式進行歸納，如圖9 所示，其中副邊引入的有源開關以文獻[64]中提出有源升壓整流ABR（active boos rectifier）的概念進行表示，圖中以Sb表示，并由此引出一系列基于SPS 調(diào)制的新型拓撲結(jié)構(gòu)。此類方案能有效消除原邊的環(huán)流損耗，并能保證輔助開關的部分軟開關特性，適用于高頻率大電流的應用。

圖9 副邊移相調(diào)制的通用方案Fig.9 General scheme of SPS modulation

文獻[65-66]通過采用SPS 調(diào)制方案有效解決了原邊環(huán)流損耗問題，結(jié)合非耗散緩沖電路有效解決了整流橋寄生振蕩問題，并利用勵磁電感保證實現(xiàn)ZVS 的條件，箝位電容維持完整的副邊占空比，其拓撲如圖10 所示。前者實現(xiàn)了原邊開關的ZVS 和ZCS，但引入的副邊有源開關工作在硬開關的狀態(tài)，后者在前者的基礎上通過耦合電感實現(xiàn)了引入的有源開關的ZVS。其中文獻[65]在Po=3 kW、Vin=200 V、Vo=400 V，原邊開關頻率fp=50 kHz，副邊開關頻率fs=100 kHz 的高頻實驗環(huán)境下對多個方案進行對比，實驗結(jié)果顯示在整流二極管的電壓應力、輕載效率和最大效率方面表現(xiàn)出色。文獻[66]實現(xiàn)了引入有源開關的ZVS，重載效率進一步提升。基于原邊移相PPS（primary-side phase-shifting）調(diào)制與SPS 調(diào)制的雙模態(tài)調(diào)制的全橋ZVS 直流變換器將是未來的研究熱點之一。

圖10 結(jié)合SPS 和非耗散緩沖器的新型全橋電路[65]Fig.10 Novelfull-bridge circuit combining SPS and non-dissipative snubber[65]

2.3 占空比丟失解決方案

由于傳統(tǒng)移相全橋ZVS 直流變換器原邊電流存在換向階段，受諧振電感的影響，原邊電流不足以提供負載電流，原邊存在電壓方波而副邊短路，導致部分輸出電壓方波的丟失，繼而出現(xiàn)占空比丟失問題。解決這一問題的主要思路是減小諧振電感以縮短換向階段，或施加箝位電路以保持副邊整流側(cè)的電壓[67]。

串聯(lián)飽和電感方案[1-4]利用飽和電感Ls取代線性諧振電感Lr與變壓器串聯(lián)，利用飽和電感的工作特性（此處僅討論Q4關斷后的換向階段），在進入換向階段時，飽和電感脫離飽和狀態(tài)并過渡至線性狀態(tài)，原邊電流由正向負載反射電流立即降為臨界飽和電流Ic并逐漸減小，飽和電感脫離線性狀態(tài)并過渡至飽和狀態(tài)，原邊電流由Ic立即降為反向負載反射電流，縮短了換向階段從而降低了副邊占空比丟失問題，其拓撲如圖11 所示，但飽和電感需要達到一定幅值的飽和電流才能過渡至飽和狀態(tài)，這在一定程度上限制了滯后橋臂實現(xiàn)全范圍的ZVS，需要折衷考慮ZVS 范圍和占空比丟失。飽和電感的引入使得變壓器漏感可盡量減小，從而減小了整流橋寄生振蕩。文獻[1]中串聯(lián)在原邊的飽和電感工作于雙象限，熱損耗問題較嚴重。文獻[2]將飽和電感移到副邊，飽和電感工作于第一象限，有效解決了熱問題。

圖11 串聯(lián)飽和電感方案[1]Fig.11 Scheme of series saturation inductor[1]

占空比丟失是移相調(diào)制的特有現(xiàn)象，在一定程度上導致電壓增益的損失，限制了在寬電壓范圍場合的應用。前文中針對環(huán)流損耗的解決方案設想在環(huán)流階段內(nèi)，迫使原邊電流快速降低直至為零，而針對占空比丟失問題的解決方案則希望在環(huán)流階段結(jié)束后，原邊電流迅速下降并反向增長至負載反射電流。兩者關于原邊電流的調(diào)控期望一致，因此上述針對環(huán)流損耗問題的解決方案絕大部分也適用于副邊占空比丟失問題。

2.4 整流橋寄生振蕩解決方案

滯后橋臂的換向階段完成后，電源開始給負載供電。原邊電流繼續(xù)反向增大，諧振電感與整流二極管寄生電容諧振，導致整流二極管上的電壓和原邊電流振蕩。解決這一問題的主要思路是施加緩沖電路和箝位電路以緩解和抑制電壓振蕩；或基于超前橋臂換流的機理，對滯后橋臂的換向階段進行干預。相應解決方案[68-85]主要有增設緩沖電路、副邊有源箝位、原邊二極管箝位、倍流整流以及箝位二極管電流相關復位等。

文獻[68-69]提出增設緩沖電路的方案。通過增設RC 緩沖電路或RCD 緩沖電路可以很好地吸收整流側(cè)的尖峰電壓，但引入的電阻元件會導致額外的損耗，從而降低了變換器效率，其拓撲如圖12（a）所示，實驗結(jié)果表明緩沖電路中的損耗約占總損耗的18.2%。為了消除緩沖電路的損耗，文獻[70]提出增設源箝位電路的方案，使得吸收電容中的能量回饋至負載，但有源器件的引入增大了電路復雜度，降低了系統(tǒng)可靠性，其拓撲如圖12（b）所示。

圖12 副邊箝位緩沖方案Fig.12 Scheme of clamping snubber onsecondary side

基于能量回收電路，文獻[71-72]提出既不使用有損組件也不使用有源開關的能量回收箝位方案以克服上述電路的缺陷。其中文獻[71]引入的有源開關實際上以原邊開關控制信號的邏輯組合進行通斷控制，不需要增設額外的控制電路，實驗結(jié)果表明此類方案的鉗位電壓恒定，且不會影響變換器效率。

Redl 等提出二極管箝位電路的方案，其拓撲如圖13 所示，在原邊側(cè)引入箝位二極管電路[73-74]，整流二極管上的最大電壓被箝位在2Vin/K，是不加箝位二極管的一半。負載較輕時，箝位二極管會持續(xù)導通很長一段時間（近半個周期），造成較大的導通損耗，而且箝位二極管可能被硬關斷，引起嚴重的反向恢復損耗。因此有必要在整個負載范圍內(nèi)使箝位二極管電流快速復位。

圖13 原邊二極管箝位方案[73]Fig.13 Scheme of clamping by diode on primary side[73]

針對這一缺陷，文獻[75-77]提出了倍流整流CDR（current doubler rectifier）方案。由于輕載時，倍流整流電路與全波整流或全橋整流電路的工作狀態(tài)存在顯著不同，利用其電路特性使得箝位二極管自然關斷，消除了反向恢復損耗，提高了箝位二極管的可靠性。但倍流整流方案的電壓增益是傳統(tǒng)整流方案的一半，不適用于高壓應用。文獻[78-80]通過引入復位電壓源，使箝位二極管電流在導通時迅速衰減以減小導通損耗并使箝位二極管自然關斷以消除反向恢復問題。文獻[78]提出輔助繞組復位方案，輔助繞組的電壓極性根據(jù)諧振電感電流極性相應改變，以此復位箝位二極管電流，在Po=1 kW、Vin=270（±10%）V、Vo=180 V 的實驗環(huán)境下測試，結(jié)果顯示相比于沒有復位繞組的方案，由于箝位二極管與超前開關的導通損耗減小，該方案具有更高的效率，但當輕載時輔助繞組占空比太小時，不足以提供足夠的復位時間。文獻[79]提出電流互感器復位方案，電流互感器原邊繞組可以感知諧振電感電流極性，并通過電流互感器副邊輸出獲得復位電壓，以此復位箝位二極管電流，但當電流互感器副邊的輸出電壓較低時，則可能導致箝位二極管無法有效復位。文獻[80]將電流互感器副邊整流輸出接入輸入電壓可以保證提供足夠的復位電壓，其拓撲如圖14 所示，在Po=1 kW、Vin=270（±10%）V、Vo=54 V的實驗環(huán)境下測試，結(jié)果顯示相比于帶有輔助繞組復位方案，由于不需要有損耗的設備和組件，該方案具有更高的效率。

圖14 電流互感器復位方案[80]Fig.14 Scheme of resetting by current transformer80]

以上方案均緩解了全橋ZVS 直流變換器整流橋寄生振蕩問題及反向恢復問題，但涉及到的其他缺陷并未得到合理解決。文獻[81-83]通過參考超前橋臂的工作特性對滯后橋臂的工作進行干預，在不帶來額外損耗的前提下有效抑制了寄生振蕩問題，且實現(xiàn)了較寬的ZVS 范圍并減小了占空比丟失和環(huán)流損耗。該方案的原理類似于增設循環(huán)電流復位電路方案，文獻[81]和文獻[82]分別利用副邊串入的換流電容和原邊串入的換流電容實現(xiàn)原邊電流換向時刻的提前，并分別利用勵磁電感儲能和LC 輔助電路保證滯后橋臂ZVS 的實現(xiàn)。而使用大容量電容器與變壓器串聯(lián)連接在高功率應用中受很多限制。文獻[83]利用輔助變壓器副邊繞組耦合的電壓實現(xiàn)原邊電流換向時刻的提前，并利用輔助耦合電感存儲能量以拓寬變換器的ZVS 范圍，其拓撲如圖15所示，在Po=480 W、Vin=300～400 V、Vo=48 V 的實驗環(huán)境下，測得在10%負載條件時仍能有效抑制寄生振蕩，且在環(huán)流階段內(nèi)原邊仍在向副邊傳遞能量，環(huán)流損耗得以降低，最大效率達到94.2%。但由于存儲在耦合電感器中的輔助能量無法在整個負載范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關的ZVS，因此在輕載條件下，效率提升不明顯，且由于電路引入了兩個輔助磁性元件，盡管減少了濾波器要求，裝置的重量和體積仍是需要特別考慮的問題。

圖15 一種基于超前換流的全橋電路[83]Fig.15 Full-bridgecircuit based on advanced commutation[83]

事實上，還有相當多專家學者致力于移相全橋ZVS 變換器在具體應用與特定環(huán)境下的表現(xiàn)和改進方案的研究。例如在當今新能源汽車迅猛發(fā)展的背景下，燃料電池系統(tǒng)的研究熱度大增，文獻[84-88]提出了各類性能優(yōu)越的雙向饋電型全橋變換器；在分布式電源或網(wǎng)絡服務器等DC 負載供電的系統(tǒng)中，文獻[89-92]開發(fā)出許多針對保持時間HUT（hold-up time）約束的全橋變換器等。

表1 所示為對文中所提及的各方案性能進行了對比與總結(jié)的結(jié)果。

表1 各類方案性能對比Tab.1 Comparison of performance among different schemes

3 改進方案與展望

在已有研究的基礎上，根據(jù)文獻[21]的APWM并結(jié)合文獻[18]中的并聯(lián)輔助LC 諧振電路與文獻[73]中的原邊箝位二極管電路，本文提出一種基于互補占空比調(diào)制的改進全橋ZVS 直流變換器，拓撲結(jié)構(gòu)如圖16 所示?；谥鏖_關互補占空比調(diào)制策略，引入的有源開關根據(jù)負載狀況調(diào)整占空比以保證輔助電流源能提供合適能量，從而實現(xiàn)全范圍的ZVS，并結(jié)合原邊箝位二極管消除寄生振蕩。

圖16 中主開關管Q1/Q3（Q4/Q2）占空比對應互補，Qa1←La1→Da1與Qa2←La2→Da2是引入的輔助諧振電路，在環(huán)流階段內(nèi)和滯后橋臂開關開通前，通過控制輔助開關完成輔助電感的充放電過程，幫助滯后橋臂實現(xiàn)ZVS。Dc1←→Dc2是引入的原邊箝位二極管電路，通過在滯后橋臂的換向階段完成后，將變壓器原邊電壓箝位至輸入電壓，消除了寄生振蕩。設計Po=4.5 kW、Vin=500 V、Vo=150 V，對傳統(tǒng)移相全橋方案和所提出的改進全橋方案在20%負載條件下進行仿真分析。圖17 為調(diào)制波形，圖18 為滯后橋臂開關情況?？梢钥闯觯瑐鹘y(tǒng)移相全橋電路在輕載時滯后橋臂不能實現(xiàn)ZVS，且存在較為嚴重的寄生振蕩。所提出的改進方案有效拓寬了滯后橋臂的開關范圍并消除了寄生振蕩。

圖16 所提出的新型全橋變換器拓撲Fig.16 Topology of the proposed novel full-bridge converter

圖17 調(diào)制波形Fig.17 Modulated waveforms

圖18 滯后橋臂開關情況（20%負載）Fig.18 Condition of lag leg switch（under 20% load）

4 結(jié)語

本文對移相全橋ZVS 直流變換器存在的工作缺陷進行了分析，揭示了各個問題的生成機理和相互關系，對相應的解決方案進行了闡述和歸納，并根據(jù)以上內(nèi)容提出了一種改進方案，通過仿真證明了其可行性。本文旨在使研究者和工程人員更加清晰地了解全橋ZVS 直流變換器，為解決全橋ZVS直流變換器的相應問題提供參考，為進一步拓展全橋變換器應用提供思路。