劉宇峰， 曹 源， 張 驕， 張文梅

(山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院， 山西 太原 030006)

全向天線因其能在水平面產(chǎn)生360°的均勻輻射而在無(wú)線通信領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用. 經(jīng)過(guò)多年發(fā)展已產(chǎn)生多種形式， 最為典型的是垂直偶極子和單極子全向天線[1-2]， 但它們的增益和帶寬都是有限的. 在文獻(xiàn)[2]中， 提出了一種在水平面上具有寬帶和低增益變化的偶極子全向陣列天線， 通過(guò)加載寄生條帶以及將二維結(jié)構(gòu)變?yōu)槿S結(jié)構(gòu)， 天線的帶寬相較于文獻(xiàn)[1]得到了極大地提高， 且在水平面有小的增益變化， 但其結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜不易加工. 同軸共線(COCO)天線[3]因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單， 且可通過(guò)組陣提高增益， 但依然存在帶寬窄的問(wèn)題. 微帶貼片天線[4-6]雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單， 但同樣帶寬很窄. 在文獻(xiàn)[4]中， 提出了一種具有短路過(guò)孔和耦合圓環(huán)的圓形貼片天線， 通過(guò)合并3種諧振模式提高天線的帶寬， 但其增益較低. 在文獻(xiàn)[5]中， 通過(guò)應(yīng)用耦合饋電及寄生貼片， 較好地拓展了貼片天線的阻抗帶寬， 但其饋電方式復(fù)雜. 在文獻(xiàn)[6]中， 提出一種由矩形貼片和微帶線構(gòu)成的陣列， 通過(guò)在上下相鄰導(dǎo)體之間引入等效為容性負(fù)載的間隙， 從而提高天線的帶寬. 平面縫隙天線因其簡(jiǎn)單易加工的特性受到廣泛的研究[7-10]. 在文獻(xiàn)[7]中， 天線雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且實(shí)現(xiàn)了高增益的全向輻射， 但帶寬較窄， 不能滿足更多設(shè)備同時(shí)工作的要求. 在文獻(xiàn)[8]中， 天線通過(guò)蝕刻縫隙來(lái)激發(fā)多種諧振模式， 實(shí)現(xiàn)在高頻部分帶寬的展寬. 在文獻(xiàn)[9]中， 通過(guò)在接地板蝕刻縫隙， 不僅改善了天線的阻抗匹配， 同時(shí)拓寬了高頻部分的帶寬， 但其增益較低. 在文獻(xiàn)[10]中， 通過(guò)加載寄生縫隙， 在低頻段產(chǎn)生了額外的諧振， 天線的帶寬拓展了近10倍， 但其饋電結(jié)構(gòu)復(fù)雜. 理想的全向天線應(yīng)具有簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)， 易于組陣， 高定向性， 較寬的帶寬， 同時(shí)有較低的增益變化以保證穩(wěn)定的全向輻射性能， 然而現(xiàn)存的設(shè)計(jì)幾乎無(wú)法同時(shí)滿足這些要求.

本文所提出的全向陣列天線， 基于帶狀線結(jié)構(gòu)， 設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單. 通過(guò)在兩側(cè)金屬板上蝕刻一系列加載雙Y枝節(jié)的環(huán)形縫隙， 并且通過(guò)SMA連接中心導(dǎo)帶對(duì)其進(jìn)行串行饋電， 使天線激發(fā)出了新的諧振模式， 獲得了較寬的帶寬. 結(jié)合GA算法對(duì)天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化. 基于優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)設(shè)計(jì)并加工制作了一款工作于5.8 GHz全向平面縫隙陣列， 驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的有效性.

1 天線的結(jié)構(gòu)與設(shè)計(jì)

圖 1 為本文所提出天線的結(jié)構(gòu)， 天線是由寬度Wc=2.16 mm的中心導(dǎo)帶和兩側(cè)接地板組成的50 Ω帶狀線. 金屬地板間填充厚度h=3 mm的聚四氟乙烯， 相對(duì)介電常數(shù)εr=2.55、 損耗正切角tanδ=0.002. 在帶狀線的一端AA′通過(guò)同軸進(jìn)行饋電， 端口距離第一個(gè)輻射縫隙Lf=20 mm， 帶狀線另一端BB′為終端開(kāi)路. 兩側(cè)金屬接地板上等間距蝕刻8個(gè)加載雙Y形枝節(jié)的環(huán)形縫隙.

圖 1 天線的結(jié)構(gòu)

圖 2 為所采用縫隙單元的設(shè)計(jì)過(guò)程及其對(duì)應(yīng)天線的仿真|S11|. 天線1所采用的縫隙單元為單圓環(huán)， 相對(duì)帶寬為5%(5.59 GHz～5.88 GHz)， 如圖 2(b) 所示. 在不改變單元尺寸的前提下， 通過(guò)在圓環(huán)縫隙單元中加載一個(gè)Y形的縫隙， Y形縫隙由豎直長(zhǎng)度Ly和弧形部分(與圓環(huán)同心)組成， 對(duì)向角度θ. 天線2在高頻產(chǎn)生新的諧振， 相對(duì)帶寬增加為5.8%(5.59 GHz～5.93 GHz).

(a) 天線單元的設(shè)計(jì)過(guò)程

在縫隙單元圖 2 的基礎(chǔ)上， 將Y形縫隙沿圓環(huán)單元中心對(duì)稱(chēng)放置， 即構(gòu)成本文所采用的縫隙單元3， 天線的相對(duì)帶寬提升至7.41%(5.60 GHz～6.03 GHz)， 工作帶寬進(jìn)一步拓寬.

圖 3 為3種單元在5.8 GHz處的瞬時(shí)電流分布， 在與接地平面垂直的電場(chǎng)激勵(lì)下， 縫隙單元產(chǎn)生諧振. 如圖3(a)所示， 當(dāng)輻射單元僅為圓環(huán)縫隙時(shí)， 電流主要集中在沿圓周方向， 引入一個(gè)Y形縫隙后， 沿電流流動(dòng)的方向增加了新的同相分布電流， 因此在高頻處引入諧振. 當(dāng)引入一對(duì)中心對(duì)稱(chēng)的Y形縫隙后， 如圖3(c)所示， 延長(zhǎng)了同相分布電流的路徑， 使其分布更均勻. 同時(shí)在高頻引入新的諧振， 因此帶寬明顯增強(qiáng).

圖 3 3種單元在5.8 GHz處的電流分布

圖 4 為所設(shè)計(jì)天線在5.8 GHz處的瞬時(shí)電流分布圖， 電流從同軸饋電端流入， 沿著帶狀線按照箭頭方向流動(dòng). 電磁能量從中心導(dǎo)帶耦合至8對(duì)等間距輻射縫隙， 最終同相疊加， 從而實(shí)現(xiàn)高增益的全向輻射.

圖 4 5.8 GHz處表面電流

2 參數(shù)分析及優(yōu)化

2.1 主要參數(shù)分析

為了分析天線結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)諧振頻率及帶寬的影響， 對(duì)部分重要參數(shù)進(jìn)行分析. 圖 5 為圓環(huán)縫隙的半徑r1對(duì)|S11|的影響.隨著r1的增大， 諧振頻點(diǎn)向高頻移動(dòng)， 但過(guò)大時(shí)會(huì)導(dǎo)致天線帶寬性能的惡化.因此選擇r1=8.41 mm.

圖 5 r1對(duì)天線|S11|參數(shù)的影響

Y形縫隙的參數(shù)也會(huì)對(duì)天線的性能產(chǎn)生較大的影響. 如圖 6(a) 所示， 經(jīng)掃參分析可知， 當(dāng)90°<θ<120°時(shí)， 天線的帶寬性能較好. 當(dāng)θ過(guò)小或者過(guò)大時(shí)， 將無(wú)法激勵(lì)出高頻的諧振， 因此帶寬性能出現(xiàn)惡化， 但對(duì)低頻部分幾乎沒(méi)有影響. 當(dāng)θ=100°時(shí)， 天線的帶寬最優(yōu).

如圖 6(b) 所示， 隨著Ly的增大， 由于Y形縫隙靠近會(huì)出現(xiàn)較強(qiáng)的耦合， 天線阻抗匹配變差， 選擇Ly=4 mm. 如圖 6(c) 為Y形縫隙寬度Wy對(duì)|S11|的影響， 當(dāng)Wy較小時(shí)， 天線的傳輸性能良好， 隨著Wy的增大， 會(huì)影響在高頻和低頻部分的阻抗匹配， 天線的帶寬變窄， 因此選擇Wy=1.2 mm.

(a) θ對(duì)|S11|參數(shù)的影響

2.2 優(yōu)化設(shè)計(jì)

微帶線在5.8 GHz下的工作波長(zhǎng)可由下列公式計(jì)算得出

式中：λ0為自由空間波長(zhǎng)；c為自由空間中的光速.使用全波電磁仿真確定了對(duì)天線性能影響較大的8個(gè)參數(shù)并仿真出了較優(yōu)性能的初始值作為算法的初始種群， 分別是縫隙之間的距離Dl、 微帶線上邊距與縫隙之間的距離Dt、 微帶線水平邊距與縫隙之間的距離Dr、 縫隙的半徑r1、 縫隙寬度c1、 Y形縫隙的長(zhǎng)Ly和寬Wy及弧形部分的角度θ. 為了獲得最優(yōu)的全向輻射性能， 采用遺傳算法對(duì)天線進(jìn)行優(yōu)化.

遺傳算法(Genetic Algorithm)是模仿自然界生物進(jìn)化機(jī)制發(fā)展起來(lái)的隨機(jī)全局搜索和優(yōu)化方法， 是一種自適應(yīng)地控制搜索過(guò)程以求得最佳解的方法. 將優(yōu)化的天線參數(shù)范圍設(shè)置為初始值的左右各10%的區(qū)間， 為了減小每一代所需的求解器計(jì)算次數(shù)， 種群大小設(shè)置為4×8， 變異率為60%， 隨機(jī)種子設(shè)置為1， 最大迭代次數(shù)為30次， 最大的求解次數(shù)約為497次. 之后， 定義了算法的適應(yīng)度函數(shù)

F=C1*S11+C2*MaxGain+C3*Bandwidth

式中：F為適應(yīng)度值；S11為天線的反射系數(shù)， 設(shè)置為在帶寬范圍內(nèi)低于-10 dB；MaxGain為峰值增益；Bandwidth為5.8 GHz下|S11|<-10 dB 的阻抗帶寬.C1，C2和C3為權(quán)重因子， 考慮到本設(shè)計(jì)為天線帶寬性能的增強(qiáng)， 因此將他們分別設(shè)置為0.1， 0.3和0.6. 最終優(yōu)化后的參數(shù)分別為Dl=31.61 mm(0.97λ)，Dt=14.86 mm(0.46λ)，Dr=1.67 mm(0.05λ)，r1=8.41 mm，c1=1.72 mm，Ly=4 mm，Wy=1.20 mm，θ=103.6°.

3 仿真和測(cè)試結(jié)果分析

基于遺傳算法優(yōu)化所確定的結(jié)構(gòu)參數(shù)加工了天線的實(shí)物， 如圖 7 所示. 天線的長(zhǎng)度為273 mm， 寬度為20.16 mm. 中心導(dǎo)體和金屬地板印刷在其中1塊基板上， 另1塊基板一側(cè)只印刷金屬地板， 2塊基板粘貼在一起形成天線.

圖 7 天線實(shí)物

圖 8 為天線實(shí)測(cè)和仿真的|S11|， 可以看到， 兩條曲線較為吻合. 實(shí)測(cè)天線|S11|<-10 dB的阻抗帶寬為5.69%(5.64 GHz～5.97 GHz). 誤差可能是由于天線加工誤差及SMA接頭焊接導(dǎo)致天線出現(xiàn)阻抗匹配較差.

圖 8 實(shí)測(cè)和仿真|S11|

圖 9 為微波暗室天線實(shí)際測(cè)試環(huán)境， 完成輻射方向圖和增益的測(cè)量.

圖 9 天線實(shí)際測(cè)試環(huán)境

圖 10 為在5.8 GHz處方位角平面(H-plane)和仰角平面(E-plane). 由圖 10 可以看出， 實(shí)測(cè)和仿真的方向圖較為一致. 天線在工作頻率 5.8 GHz 處測(cè)得的最大增益為9.44 dBi， 測(cè)得在E-plane的波束寬度為10.1°， 在H-plane和E-plane的旁瓣比主瓣低12.6 dB， 天線以線性極化輻射， 交叉極化水平低于-15 dB. 測(cè)得E-plane輻射方向圖的主波束出現(xiàn)約5°的偏轉(zhuǎn)以及未達(dá)到峰值的問(wèn)題， 可能是由于兩塊基板在粘貼時(shí)未精確對(duì)齊， 導(dǎo)致了兩側(cè)的縫隙不能被同時(shí)激勵(lì)， 因此， 兩側(cè)縫隙上的同相電流幅值出現(xiàn)較小的偏差， 從而導(dǎo)致上述誤差.

(a) E-plane

圖 11 為天線的實(shí)測(cè)和仿真增益曲線， 從圖 11 中可以看出， 其實(shí)測(cè)增益從8.49 dBi變化到9.68 dBi， 實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果出現(xiàn)了約1.2 dBi的誤差， 這可能是由于天線加工及測(cè)試環(huán)境導(dǎo)致的， 但整體趨勢(shì)是一致的. 天線在帶寬內(nèi)相鄰頻點(diǎn)的增益變化低于0.5 dB. 結(jié)果表明， 所提出的天線在工作頻帶內(nèi)能保持穩(wěn)定的全向輻射性能.

圖 11 實(shí)測(cè)和仿真天線的增益

4 結(jié) 語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種新型全向環(huán)形縫隙陣列天線. 天線結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單， 縫隙輻射單元通過(guò)中心導(dǎo)帶串行饋電. 通過(guò)在接地板上蝕刻加載Y形枝節(jié)的圓環(huán)縫隙實(shí)現(xiàn)了帶寬的增強(qiáng)， 并實(shí)現(xiàn)了在帶寬范圍內(nèi)穩(wěn)定的全向輻射. 通過(guò)GA對(duì)天線參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化， 制作并測(cè)量了實(shí)物， 測(cè)得天線在5.8 GHz的工作頻率下， 天線的阻抗帶寬為(|S11|<-10 dB)5.69%(5.64 GHz～5.97 GHz)， 最大增益為9.68 dBi， 且增益變化小于0.5 dB. 結(jié)果表明， 該天線適用于WLAN無(wú)線通信系統(tǒng).