田迎霜，韓麗萍

（山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院，山西 太原 030006）

0 引言

雙頻天線可以減少天線數(shù)量，提高空間利用率，并且盡可能地節(jié)約成本，在無線通信、無線射頻識別、無線傳感器網(wǎng)絡(luò)以及多輸入多輸出系統(tǒng)等方面應(yīng)用廣泛。與傳統(tǒng)的天線（如八木天線）相比，微帶天線具有重量輕、體積小、易集成、結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點(diǎn)，在雙頻天線設(shè)計中有較大的靈活性。微帶天線通常采用刻蝕縫隙［1-3］、堆疊貼片［4-8］、激勵多模［9-10］等方法實現(xiàn)雙頻。文獻(xiàn)［1］中矩形貼片產(chǎn)生2.4 GHz諧振，貼片上刻蝕的對稱U形縫隙產(chǎn)生3.5 GHz諧振；文獻(xiàn)［3］通過在地板刻蝕非對稱T形縫隙，其長臂激勵2.4 GHz頻段，短臂激勵5.8 GHz頻段；文獻(xiàn)［4］利用上層矩形貼片實現(xiàn)3.4 GHz～3.6 GHz頻段，下層E形貼片實現(xiàn)2.3 GHz～3 GHz頻段；文獻(xiàn)［8］中半徑較小的上層圓形貼片產(chǎn)生2.08 GHz諧振，半徑較大的下層圓形貼片產(chǎn)生1.575 GHz諧振；文獻(xiàn)［9-10］通過激勵輻 射 貼 片 的 TM01模 和 TM03（TM02）模 實 現(xiàn) 雙頻。上述天線往往存在尺寸較大的問題，因此研究小型化雙頻天線具有廣泛的應(yīng)用前景。

傳統(tǒng)的微帶天線小型化方法有刻蝕縫隙、加載短路針、采用高介電常數(shù)基板等，這些方法存在帶寬窄或增益低的問題。超材料［11］是一種具有特殊性質(zhì)的人造材料，通過設(shè)計幾何結(jié)構(gòu)可以呈現(xiàn)出天然材料所不具備的超常物理性質(zhì)，如負(fù)折射特性、逆多普勒效應(yīng)、逆切倫科夫輻射效應(yīng)等，將超材料應(yīng)用在微帶天線設(shè)計中能夠減小尺寸，改善帶寬、增益等性能。近年來，國內(nèi)外學(xué)者提出幾種基于超材料的小型化雙頻帶天線。文獻(xiàn)［12］提出雙頻不等長開口諧振環(huán)，在介質(zhì)基板的兩側(cè)對稱放置雙頻開口諧振環(huán)陣列，實現(xiàn)2.4 GHz和3.5 GHz頻段；文獻(xiàn)［13］設(shè)計在開口方環(huán)外側(cè)加載H形條帶的雙頻帶左手材料單元，實現(xiàn)3.54 GHz諧振和5.75 GHz諧振。文獻(xiàn)［14］利用蘑菇結(jié)構(gòu)組成的復(fù)合左右手傳輸線激勵負(fù)一階和一階模式實現(xiàn)雙頻；文獻(xiàn)［15］由內(nèi)部開口諧振環(huán)激勵零階諧振3.17 GHz，加載枝節(jié)的外部開口諧振環(huán)激勵一階諧振5.39 GHz；文獻(xiàn)［16］利用T形單極子產(chǎn)生3.54 GHz頻段，在饋線兩側(cè)對稱加載兩個左手材料單元產(chǎn)生2.4 GHz頻段；文獻(xiàn)［17］通過在貼片加載2×2的蘑菇結(jié)構(gòu)，激勵蘑菇形超材料傳輸線的零階諧振（2.78 GHz）和貼片的TM01模（5.18 GHz）實現(xiàn)雙頻。上述天線存在帶寬窄或尺寸大的問題。本文在天線中加載同向開口諧振環(huán)，通過內(nèi)外環(huán)諧振頻率的靠近擴(kuò)展了天線帶寬。

本文設(shè)計了一個加載超材料單元的小型化雙頻帶縫隙天線。采用微帶饋電方式，饋線激勵地板上的圓形縫隙產(chǎn)生高頻，超材料單元產(chǎn)生低頻，同時實現(xiàn)了天線的小型化。天線具有結(jié)構(gòu)簡單、尺寸小等優(yōu)勢，應(yīng)用于無線局域網(wǎng)（WLAN）頻段。

1 小型化雙頻帶縫隙天線

1.1 天線結(jié)構(gòu)

天線結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括三層，上層是刻蝕圓形縫隙的接地板，中間層是介質(zhì)基板，下層是叉形微帶饋線和同向開口諧振環(huán)組成的超材料單元。兩個同向開口環(huán)對稱放置，內(nèi)環(huán)采用曲流技術(shù)，開口處連接兩條平行條帶。天線工作在WLAN的2.4 GHz和5 GHz頻段，利用電磁仿真軟件HFSS V13.0仿真分析。選用相對介電常數(shù)為4.4、損耗角正切為0.02、厚度為0.8 mm的FR4介質(zhì)基板。優(yōu)化后參數(shù)為：l=w=30 mm，r=10.6 mm，lf=5.3 mm，wf=1.8 mm，ls=2.5 mm，ws=3 mm，lt=5.4 mm，wt=8.4 mm，m=9.4 mm，n=8 mm，w1=0.5 mm，s1=1.4 mm，s2=0.9 mm，s3=0.2 mm，s4=0.5 mm，g1=2 mm，g2=0.4 mm，g3=1.6 mm，n1=2.6 mm，n2=1.7 mm，n3=3.8 mm。

圖1 天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Configuration of antenna structure

1.2 雙頻帶實現(xiàn)

本文首先設(shè)計了一個工作在5 GHz頻段的圓形縫隙天線，然后通過在饋線上方放置超材料單元實現(xiàn)2.4 GHz頻段的諧振。圓形縫隙的直徑約為一個導(dǎo)波波長［18］，諧振頻率為：

其中δ為修正因子，用于修正縫隙上、下兩側(cè)不同介質(zhì)層對天線造成的影響，數(shù)值與介質(zhì)基板參數(shù)有關(guān)。圖2給出了圓形縫隙天線的反射系數(shù)，從圖中可以看出，仿真的-10 dB阻抗帶寬為4.69 GHz～5.91 GHz，能夠覆蓋WLAN的5 GHz頻段。

圖2 圓形縫隙天線的反射系數(shù)Fig.2 S11of circular slot antenna

圖3給出了天線產(chǎn)生低頻的演化過程。Ant1為加載同向開口諧振環(huán)的縫隙天線，Ant2對Ant1的內(nèi)環(huán)采用曲流技術(shù)，Ant3為本文提出的天線。圖4給出了圖3中天線仿真的反射系數(shù)曲線，從圖中可以看出，同向開口環(huán)產(chǎn)生了兩個諧振點(diǎn)，外環(huán)產(chǎn)生的諧振點(diǎn)用f1表示，內(nèi)環(huán)產(chǎn)生的諧振點(diǎn)用f1′表示。Ant1的f1和f1′間距較大，低頻段的-10 dB阻抗帶寬為2.53 GHz～2.58 GHz，不 能 覆 蓋 WLAN 的 2.4 GHz～2.48 GHz頻段。Ant2的內(nèi)環(huán)采用曲流技術(shù)，增大了電流路徑，f1減小，低頻段阻抗帶寬為2.47 GHz～2.51 GHz，僅能覆蓋2.4 GHz頻段的部分范圍。Ant3在內(nèi)環(huán)開口處連接兩條平行條帶，f1′顯著減小，與f1組合展寬了低頻段帶寬，頻率范圍為2.38 GHz～2.51 GHz，完全覆蓋了WLAN的2.4 GHz頻段。

圖3 天線演化過程Fig.3 Evolution process of antenna

圖4 圖3中天線的反射系數(shù)Fig.4 S11of antennas in Fig.3

為了驗證所提出的同向開口環(huán)具有超材料特性，在HFSS電磁仿真軟件中建立仿真模型，單元結(jié)構(gòu)仿真模型如圖5所示，垂直于x軸的兩個面設(shè)置為端口1和端口2，垂直于y軸的兩個面設(shè)置為Perfect E，垂直于z軸的兩個面設(shè)置為Perfect H。仿真得到的S參數(shù)如圖6所示，利用參數(shù)提取法得到結(jié)構(gòu)的有效介電常數(shù)和磁導(dǎo)率，如圖7所示。從圖7中可以看出該結(jié)構(gòu)在2.4 GHz頻段體現(xiàn)出負(fù)磁導(dǎo)率特性。

圖5 超材料單元仿真模型Fig.5 Simulation model of metamaterial unit cell

圖6 超材料單元的S參數(shù)Fig.6 S-parameters of metamaterial unit cell

圖7 超材料單元的有效介電常數(shù)和磁導(dǎo)率Fig.7 Effective permittivity and permeability of metamaterial unit cell

2 關(guān)鍵參數(shù)分析

通過對天線敏感性分析，發(fā)現(xiàn)饋線上矩形槽的長度ls、內(nèi)外環(huán)的間距s2、外環(huán)開口g1、饋線總長度l1（=lf+lt）對天線性能影響較大。

圖8給出了饋線總長度l1對天線S11的影響。由圖可知，l1主要影響高頻段，對低頻段影響較小。隨著l1的減小，高頻段右移，帶寬展寬，阻抗匹配明顯得到改善；低頻段諧振頻率幾乎不變。當(dāng)l1=10.7 mm時，高頻段為4.95 GHz～6.35 GHz，滿足WLAN的5 GHz頻段要求。

圖8 不同l1時的反射系數(shù)Fig.8 S11for different l1

圖9為饋線上矩形槽的長度ls變化時的天線反射系數(shù)。由圖可知，ls對低頻段有較大影響，高頻段幾乎不受影響。隨著ls的增大，f1略微向高頻偏移，f1′明顯增加。當(dāng)ls=2.5 mm時，低頻段的-10 dB阻抗帶寬為2.3 GHz～2.51 GHz，能夠覆蓋WLAN的2.4 GHz頻段。

圖9 不同ls時的反射系數(shù)Fig.9 S11for different ls

圖10給出了內(nèi)外環(huán)之間的距離s2對天線S11的影響。由圖可知，s2的變化主要影響低頻段的f1′。隨著s2的減小，f1幾乎不變，f1′明顯向低頻偏移。當(dāng)s2=0.9 mm時，-10 dB阻抗帶寬滿足WLAN的2.4 GHz頻段范圍。

圖10 不同s2時的反射系數(shù)Fig.10 S11for different s2

圖11為外環(huán)開口大小g1變化時對天線反射系數(shù)的影響。由圖可知，g1主要影響低頻段。隨著g1的減小，f1略微向低頻偏移，f1′明顯向低頻偏移。當(dāng)g1=2 mm時，低頻段能夠覆蓋WLAN的2.4 GHz頻段范圍。

圖11 不同g1時的反射系數(shù)Fig.11 S11for different g1

3 結(jié)果與討論

天線印制在相對介電常數(shù)為4.4的FR4介質(zhì)基板上，圖12為天線的實物圖，采用Agilent公司N5221A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量天線的反射系數(shù)，Lab-Volt公司8092型自動天線測量系統(tǒng)測量天線的方向圖。

圖12 天線實物圖Fig.12 Fabricated prototypes of antenna

圖13為天線仿真和測試得到的反射系數(shù)。從圖中可以看出，實測結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，滿足了WLAN的應(yīng)用。仿真的-10 dB阻抗帶寬分別為 5.3%（2.38 GHz～2.51 GHz）和24.8%（4.95 GHz～6.35 GHz）；測試的阻抗帶寬 分 別 為 4.07%（2.41 GHz～2.51 GHz）和20.64%（4.78 GHz～5.88 GHz）。測試結(jié)果和仿真結(jié)果的誤差源于天線加工時的偏差。

圖13 天線的反射系數(shù)Fig.13 S11of antenna

圖14給出了天線在2.4 GHz和5.45 GHz的歸一化輻射方向圖。從圖中可以看出，仿真與測試的結(jié)果基本一致，在E面是8字形，H面呈全向輻射。

圖14 天線輻射方向圖Fig.14 Radiation patterns of antenna

最后，表1給出了本文和文獻(xiàn)中雙頻微帶天線的性能比較。由表可知，除文獻(xiàn)［12，16］的天線外，本文天線尺寸最小。和較小尺寸的天線［12，16］相比，本文在兩個頻段的帶寬和增益均有顯著提高。和尺寸接近的天線［15］相比，本文在兩個頻段的帶寬得到了拓展。

表1 雙頻微帶天線的性能Table 1 Performance of miniaturized dual-band microstrip antennas

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一種加載超材料單元的小型化雙頻帶縫隙天線。微帶饋線激勵圓形縫隙實現(xiàn)高頻段，開口諧振環(huán)實現(xiàn)低頻段，實現(xiàn)雙頻帶的同時天線得以小型化。測試結(jié)果表明：天線-10 dB阻抗帶寬分別達(dá)到4.07%（2.41 GHz～2.51 GHz）和 20.64%（4.78 GHz～5.88 GHz），尺 寸 為0.24λ0×0.24λ0。該天線尺寸較小，結(jié)構(gòu)簡單，易于加工且具有良好的輻射性能，可以用于WLAN頻段。