常 健，施 閣*，陳君富，徐苴邴，夏銀水，王修登，夏樺康

(1.中國計量大學(xué)機電工程學(xué)院，浙江 杭州310018；2.寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江 寧波315211)

壓電式振動能量采集因為具有能量密度高、結(jié)構(gòu)簡單且利于集成化等優(yōu)點，成為環(huán)境振動能量采集的主要方式之一。 為了提高能量采集的效率，國內(nèi)外研究人員提出了多種壓電能量采集接口電路[1]，其中最簡單的是標(biāo)準能量采集(Standard Energy Harvesting，SEH)接口電路[2-3]，是由一個簡單的整流橋和濾波電容組成，但是其濾波電容兩端的電壓會鉗制輸出電壓的大小，同時只有負載阻抗與壓電元件(Piezoelectric Energy，PZT)輸出阻抗相匹配時，負載上才會獲得最大的電能，因此SEH 接口電路采集效率較低，實際應(yīng)用價值不大。

為了進一步提高能量采集的效率，研究人員在非線性能量采集電路方面做了大量的研究工作。Lefeuvre 等人[4-6]先后提出了同步電荷提取(Synchronous Electric Charge Extraction，SECE)接口電路和同步開關(guān)電感(Synchronous Switch Harvesting on Inductor，SSHI)接口電路，其中SSHI 接口電路又分為并聯(lián)同步開關(guān)電感(Parallel Synchronous Switch Harvesting on Inductor，P-SSHI)接口電路以及串聯(lián)同步開關(guān)電感(Series Synchronous Switch Harvesting on Inductor，S-SSHI)接口電路。 對于SECE 接口電路，負載與PZT 在絕大部分時間是斷開的，使得振動能的俘獲效率與負載的大小無關(guān)，可以有效地解決標(biāo)準的能量采集接口電路的阻抗匹配難題。 理論分析及仿真結(jié)果表明理想的SECE 接口電路能量采集的效率是SEH 接口電路的4 倍。 由于SECE 電路需要精確地開關(guān)控制，國內(nèi)外很多研究人員進行了大量的研究工作，如Shi 等人[7]在標(biāo)準SECE 接口電路的基礎(chǔ)上提出了一種自供電的同步電荷提取(Self-Powered Sychronous Electric Charge Extraction，SP-ESECE)接口電路，該電路分別通過正負半周期內(nèi)的極值檢測電路與MOSFET 進行極值檢測與開關(guān)控制，因此該電路取消了整流橋電路，減少了能量的損耗。 同時，Shi 等人[8]還提出了一種專用于壓電振動能量采集的能量采集芯片，采用兩路包絡(luò)檢測來降低開關(guān)導(dǎo)通的延時，提高能量采集的效率。Morel 等人[9]提出了一種完全集成，自啟動的優(yōu)化SECE 接口電路。

S-SSHI 接口電路通過串聯(lián)同步開關(guān)使得PZT輸出電壓與輸出電流同相位，將更多的機械能轉(zhuǎn)化為電能。 與SEH 接口電路相比，理想的S-SSHI 接口電路能量采集的效率可提高8 倍左右。 然而其能量采集的最大效率只在負載阻抗與PZT 輸出阻抗匹配時才能獲取。 實際PZT 輸出阻抗是隨著激振頻率的改變而動態(tài)變化的，人們很難設(shè)計出合適的阻抗匹配電路，這時就需要一種最大功率跟蹤(Maximum Power Point Tracking，MPPT)技術(shù)將電路穩(wěn)定在最大功率點附近。 常用的MPPT 技術(shù)包括擾動觀察法(Perturb and Observe，P＆O)和分時開路電壓法(Fractional Open-Circuit Voltage，F(xiàn)OCV)。 P＆O通常采用數(shù)字控制器來實現(xiàn)[10]。 如Li 等人[11]提出了一種擾動觀察算法，用于P-SSHI 接口電路的最大功率跟蹤，其MPPT 跟蹤效率最高可達97%。 分時開路電壓法通過最優(yōu)負載電壓是PZT 開路電壓的一半的原理實現(xiàn)最大功率跟蹤。 如Wen 等人[12]提出了一種遲滯控制的MPPT 控制技術(shù)，將PZT 的輸出電壓控制在1/2 開路電壓附近。 Saini 等人[13]提出了一種新穎的電源管理電路，設(shè)計的MPPT 控制方式每隔4.5 s 進行一次最大功率跟蹤，采用分時開路電壓法將最大功率從能量采集器傳輸?shù)缴龎恨D(zhuǎn)換器。 Chew 等人[14]設(shè)計了一種高通濾波電路來跟蹤PZT 開路電壓的一半。 以上所提出的MPPT 技術(shù)采用FOCV-MPPT 控制技術(shù)，通常需要將PZT 與負載斷開，定期地對PZT 兩端的開路電壓進行檢測，這勢必會造成能量采集過程的中斷。

在實際運用過程中，單一壓電片產(chǎn)生的電能往往很難滿足實際運用的需要，為了提高單振動源的能量采集效率，一般會同時設(shè)置多個壓電片進行能量收集。 眾多研究人員對多輸入能量采集技術(shù)進行了研究。 如Raghavendran 等人[15]提出了一種通過多輸入降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的時分復(fù)用操作從多個壓電能量采集器獲取能量，Shareef 等人[16]提出了用于多PZT 輸入的無整流器的AC-DC 接口電路。Devaraj 等人[17]提出一種基于無電感開關(guān)電容器的能量收集器，可以同時從2 個能量源(太陽能+壓電)中收集能量，Meng 等人[18]提出的一種自主的多輸入可重構(gòu)電源管理芯片，該芯片可使用多個壓電能量采集器從較弱的人體運動中進行最佳能量采集，Wang 等人[19]提出的一種基于降壓結(jié)構(gòu)的多輸入SECE 接口電路。 Boisseau 等人[20]介紹了一種基于SECE 結(jié)構(gòu)的電源管理電路，能夠同時收集以不同頻率和不同開路電壓運行的PZT 單元產(chǎn)生的能量。 以上接口電路在一定程度上解決了多壓電輸入的問題，但多是通過分時復(fù)用電感的方式實現(xiàn)的。若多個PZT 單元需要同時進行能量轉(zhuǎn)移時，這種方式將不再適用。

在以上分析的基礎(chǔ)上，本文提出了一種高效壓電能量采集接口電路，設(shè)計了一種無整流器的S-SSHI接口電路，并設(shè)計了一種新穎的無分時開路電壓法(Fractional Normal-Operation Voltage，F(xiàn)NOV)的MPPT 控制電路。 與分時開路電壓法不同的是，F(xiàn)NOV-MPPT 控制電路無需斷開PZT 與負載的連接，能夠在S-SSHI 接口電路正常工作期間進行最大功率跟蹤，保證了能量采集的連續(xù)性。 同時本文在單壓電輸入S-SSHI 接口電路的基礎(chǔ)上提出了一種基于FNOV-MPPT 的MI-SSHI (Multi-input Series Synchronous Switch Harvesting on Inductor)接口電路，可以通過共用一個FNOV-MPPT 控制電路同時從多個PZT 中采集能量。

1 壓電元件的等效模型及接口電路分析

1.1 壓電等效電路模型

當(dāng)PZT 在外力作用力下產(chǎn)生形變時，其內(nèi)部會產(chǎn)生極化現(xiàn)象，從而導(dǎo)致PZT 的兩個表面產(chǎn)生正負相反的電荷。 壓電換能器作為二階系統(tǒng)，其機電耦合等效模型如圖1(a)所示[21]。 其中Vs代表外部激勵作用力，Rs代表機械阻尼損耗，LM代表機械質(zhì)量，Cm代表機械剛度。 在諧振情況下，圖1(a)可以進一步表示為圖1(b)所示的電流源、壓電夾持電容和內(nèi)部電阻并聯(lián)的電路模型。

圖1 壓電換能器等效電路模型及簡化電路模型

1.2 串聯(lián)同步開關(guān)電感(S-SSHI)電路

S-SSHI 接口電路如圖2 所示，與SEH 接口電路相比，其壓電元件和整流橋之間放置了一個控制電感L和開關(guān)S，且控制電感L、開關(guān)S與PZT 串聯(lián)。初始狀態(tài)下S斷開，電流源給受夾電容Cp充電，電容Cp上的電壓逐漸上升。 當(dāng)電容Cp上的電壓達到峰值時，開關(guān)S閉合，此時控制電感L和電容Cp形成振蕩回路，在1/2 個振蕩周期后，開關(guān)S斷開，電容Cp兩端的電壓反向。 在開關(guān)S閉合期間，電容Cp上的電荷轉(zhuǎn)移至濾波電容Cr上，完成能量的提取。 采用S-SSHI 接口電路使PZT 的輸出電壓與輸出電流保持同相位，這意味著該電路能夠從振動源中俘獲更多的電能。 但是該電路的最大輸出功率只能在負載取得最優(yōu)值時才能獲得，在使用過程中通常需要考慮負載阻抗匹配的問題。

圖2 S-SSHI 接口電路

2 電路設(shè)計與原理分析

2.1 基于FNOV-MPPT 的單壓電輸入S-SSHI 接口電路

本文提出的基于FNOV-MPPT 的單壓電輸入S-SSHI接口電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示，包括一個PZT 單元、S-SSHI 接口電路、FNOV-MPPT 控制電路以及DC-DC 轉(zhuǎn)換模塊。

圖3 基于FNOV-MPPT 的單壓電輸入S-SSHI 接口電路

所提出的無整流器的S-SSHI 接口電路如圖4所示，晶體管Q3、Q4、Q5、Q6以及電容C1組成整個電路的極值檢測電路，晶體管開關(guān)Q1、Q2、Q7以及Q8用作導(dǎo)通開關(guān)。 當(dāng)PZT 兩端電壓達到峰值時，PZT 產(chǎn)生的能量通過電感L轉(zhuǎn)移至濾波電容Cr及負載電阻Rl。 在電路工作在正半周期時(Vpa＞Vpb)，設(shè)計的電路可分為自然充電、電流反向、能量轉(zhuǎn)移三個工作階段。

圖4 無整流器的S-SSHI 接口電路

第1 階段:自然充電階段

如圖5(a)所示，PZT 從零位移處向最大位移處移動，等效電流源Ip通過晶體管Q3以及Q6的發(fā)射結(jié)對電容C1進行充電。 當(dāng)PZT 正向位移達到最大，電壓Vpa達到最大值Vpa，max，電容C1上的電壓也達到最大值。 與此同時等效電流源Ip的電流剛好過零點，然后電路進入下一個工作狀態(tài)。

第2 階段:電流反向階段

如圖5(b)所示，隨著PZT 開始反向移動，等效電流源Ip開始給電容Cp反向充電，電壓Vpa逐漸減小，而電容C1兩端的電壓因晶體管Q3以及Q6的發(fā)射結(jié)而保持不變。 當(dāng)Vpa下降至Vh時，電流反向階段結(jié)束，然后電路進入下一階段。 此時Vh表示為:

式中:Vbe為晶體管的發(fā)射結(jié)導(dǎo)通電壓。

第3 階段:能量轉(zhuǎn)移階段

如圖5(c)所示，隨著Vpa進一步下降，晶體管Q4以及Q5導(dǎo)通，同時驅(qū)動晶體管Q2以及Q7導(dǎo)通。 因此電容Cp、晶體管Q7、電感L、電容Cr以及晶體管Q2形成LC 振蕩回路，與此同時，電容C1、晶體管Q5、Q7、電感L、電容Cr以及晶體管Q2、Q4形成LC振蕩回路。 所以在此階段，該電路可以同時對寄生電容Cp及峰值檢測電容C1上的電荷進行提取。 經(jīng)過1/2 個LC 振蕩周期，電容Cp及C1上的能量釋放完畢，壓電片兩端電壓Vp從VM反向翻轉(zhuǎn)至-Vm，晶體管Q2、Q7斷開，等效電流源對Cp反向充電，電路進入負半周期(Vpb＞Vpa)。 在負半周期電路以相同的方式工作，其理想的工作波形如圖6 所示。

圖5 無整流器的S-SSHI 接口電路正半周期的3 個工作階段

圖6 單壓電輸入S-SSHI 接口理想工作波形

針對本文所提出的無整流器的S-SSHI 接口電路的最大輸出功率只有在負載阻抗與PZT 輸出阻抗匹配時才能取得最大值的局限性，本文設(shè)計了一種FNOV-MPPT 控制電路，并配以DC-DC 轉(zhuǎn)換模塊，可以在不干擾正常能量提取過程中進行開路電壓的最大功率跟蹤。 圖6 為提出的無整流器的S-SSHI接口電路的理想工作波形，1/2LC 振蕩周期前后PZT 上的電壓分別為VM、-Vm，濾波電容Cr上的電壓為Vr。 除了LC 振蕩時期，其余時間內(nèi)PZT均處于開路狀態(tài)。 電壓VM，Vm以及電壓Vr之間的關(guān)系表示為:

因此電壓VM與Vr之間的關(guān)系表示為:

上式中:

PZT 輸出的功率可以表示為:

當(dāng)阻抗匹配時，可以獲得的最大功率為:

此時最優(yōu)負載電壓為:

因此當(dāng)電路工作在最大功率點時，電壓VM與Vr之間的最佳比例表示為:

當(dāng)Vr的電壓處于最大功率點時，式(7)可以進一步簡化為VM/Vr＝K。Q為電路的品質(zhì)因數(shù)。 對于給定的電路，γ為常數(shù)，同時電壓VM與Vr之間的最佳比例K也為常數(shù)。 根據(jù)這個關(guān)系，由VM就可以確定電路工作在最大功率點附近Vr的值，不需要斷開PZT 與負載的連接，實現(xiàn)最大功率跟蹤。 本文提出的FNOV-MPPT 控制電路如圖7 所示，包括峰值電壓檢測電路，門限電壓比較電路。UA1，UA2是兩個運算放大器(COMP)，U2是由兩個與非門組成的RS 鎖存模塊。 為了降低電路復(fù)雜度，所有COMP 均采用單電源Vcc。 同時選用TPS60205 作為DC-DC轉(zhuǎn)換模塊，它允許輸入電壓低至0.8 V，當(dāng)EN 為高電平時，TPS60205 可以快速喚醒，而當(dāng)EN 為低電平時，TPS60205 完全關(guān)閉。 當(dāng)儲能不足(Vcc＝0)時，F(xiàn)NOV-MPPT 控制電路將關(guān)閉，電路在直接充電模式下工作。 在這種模式下，信號EN 始終通過R7上拉至Vr，TPS60205 始終處于工作狀態(tài)。 當(dāng)儲能充足時，電路工作在MPPT 充電模式。 峰值電壓檢測電路在S-SSHI 接口電路正常工作期間檢測PZT 的峰值電壓VM，并產(chǎn)生兩個閾值電壓Vh、Vl。 負載電壓Vr通過電阻R5、R6的分壓產(chǎn)生比較電壓Vf，則三個電壓分別為:

圖7 FNOV-MPPT 控制電路

K為電壓VM與Vr之間的最佳比例，若令:

則可以得到:

式中:δ1，δ2是兩個可手動調(diào)節(jié)的參數(shù)，此外Vr的調(diào)整區(qū)間可以表示為:

在PZT 開路電壓Vp，oc不變的情況下，隨著電壓Vr的增加，電壓VM減小，因此Vr的調(diào)整區(qū)間ΔVr隨著Vr的增加而逐漸變窄，從而自動提高了MPPT 的精度。

其工作流程如圖8 所示。 假定在t0～t4，t5～t6和t7～t8的三個相位期間，PZT 開路電壓分別為Voc1，Voc2和Voc3(Voc2

圖8 FNOV-MPPT 控制電路工作波形

2.2 基于FNOV-MPPT 的多壓電輸入S-SSHI 接口電路

由S-SSHI 接口電路工作過程可知，每個PZT 能量提取周期內(nèi)，電感占用的時間很短，僅有1/2 個LC 諧振周期。 在不同的時間段內(nèi)，多個PZT 單元可以通過共用同一個電感進行能量的轉(zhuǎn)移。 然而在同一振動源下，多個PZT 單元輸出電壓的相位差很小，甚至同步，需要同時提取。 此時分時復(fù)用共享電感的方式將不再適用。

基于以上分析，本文提出了一種基于FNOVMPPT 的多壓電輸入串聯(lián)同步開關(guān)電感MI-SSHI 接口電路，如圖9 所示。 文中僅以兩個PZT 單元的能量采集進行說明。

圖9 基于FNOV-MPPT 的MI-SSHI 電路

MI-SSHI 接口電路的簡化模型如圖10 所示，PZT1 與PZT2 并聯(lián)后與電感L 串聯(lián)。 當(dāng)PZT1 與PZT2 的電壓同時達到峰值時，輸出電壓高的PZT先進行能量轉(zhuǎn)移，待輸出電壓降到低PZT 輸出電壓時，兩個PZT 中的能量同時轉(zhuǎn)移到電感中。 當(dāng)PZT1 與PZT2 的輸出電壓存在極小的相位差時，假設(shè)PZT1 的輸出電壓先達到峰值，則S1x先導(dǎo)通，電容Cp1通過電感L將能量轉(zhuǎn)移至電容Cr及負載Rl。 在Cp1能量轉(zhuǎn)移的過程中，PZT2 的輸出電壓達到峰值，此時S2x導(dǎo)通，電容Cp2通過電感L將能量轉(zhuǎn)移至電容Cr及負載Rl。 電容Cp1立刻停止能量的轉(zhuǎn)移，直到兩個電容上的電壓相等，兩者同時進行能量轉(zhuǎn)移。

圖10 MI-SSHI 接口電路簡化模型

MI-SSHI 接口電路的工作波形如圖11 所示，在初始階段t0～t3時刻，PZT1 與PZT2 同時工作，電感電流IL較大，Vp，oc1與Vp，oc2相差極小，因此只需要一個FNOV-MPPT 控制電路便可實現(xiàn)整個電路的最大功率跟蹤。 當(dāng)振動源減小時，若Vp，oc2小于濾波電容Cr上的電壓，PZT2 便會斷開與負載的連接，其電流如t4時刻所示，IL在t4時刻明顯減小，此時只有PZT1 進行能量的轉(zhuǎn)移。 在這種情況下FNOV-MPPT控制電路便可控制DC-DC 轉(zhuǎn)化模塊的導(dǎo)通，將Cr中的能量及時提取走，保證PZT2 正常的能量提取。

圖11 MI-SSHI 電路波形示意圖

3 電路仿真實驗

對所提出的MI-SSHI 電路通過LT spice 軟件進行仿真分析。 壓電元件的等效模型采用經(jīng)典的電流源、寄生電容、電阻的簡化模型。 電流源設(shè)置一定的幅值差，方便觀測比較PZT1 與PZT2 兩個壓電元件的輸出電壓情況。 分別為470 μA 以及500 μA，寄生電容以及電阻的大小分別為200 nF 以及20 MΩ。仿真電路圖中具體元器件的參數(shù)按照原理圖進行設(shè)置，元器件模型都是LT spice 里提供的標(biāo)準模型，所采用的元器件參數(shù)如表1 所示。

表1 仿真元器件型號及參數(shù)

PZT1 及PZT2 兩端的波形如圖12 所示，從圖中可以看出，壓電元件PZT1 的電壓Vp1與壓電元件PZT2 的電壓波形在480 ms 時達到了同步，說明MISSHI 接口電路可以實現(xiàn)壓電能量的同步采集。

圖12 MI-SSHI 接口電路仿真波形圖

4 實驗結(jié)果與分析

為了驗證所提出的電路的性能，我們制作了電路板，并搭建了實驗平臺進行了測試，如圖13 所示。此外，圖13(b)所示的電路都是由分立元件組成的，主要由MI-SSHI 電路，F(xiàn)NOV-MPPT 控制電路及DC-DC 轉(zhuǎn)換模塊組成。 FNOV-MPPT 控制電路由無開路的峰值檢測電路，門限電壓比較電路組成，其詳細參數(shù)如表2 所示。

圖13 能量俘獲實驗平臺

表2 元器件型號及參數(shù)

實驗平臺由信號發(fā)生器(RIGOL DG3121A)，示波器(RIGOL DS1104)，功率放大器(GF-20W)，激振器，兩個PZT(型號參數(shù)一致)和電路板構(gòu)成。 信號發(fā)生器產(chǎn)生的正弦信號用于控制振蕩器。 由功率放大器增強。 在連接電路之前，需要由信號發(fā)生器調(diào)節(jié)頻率。 僅當(dāng)將振動頻率調(diào)整為共振狀態(tài)時，PZT 的開路電壓才會達到最大值。 建立實驗設(shè)置以確認所提出的FNOV-MPPT 解決方案的有效性，如圖13(a)所示。使用連接到實驗室激振器的懸臂式PE 采集器(銅基底:80 mm×33 mm×2 mm；PE 材料:PZT-5H，60 mm×30 mm×0.2 mm；Cp＝180 nF)進行測量。 其諧振頻率約為20 Hz，開路電壓為12 V 左右。

MI-SSHI 開路電壓波形與極值波形如圖14 所示。 當(dāng)PZT1，PZT2 一起工作的時候，極值檢測電路可以有效地跟蹤整流后的極值電壓波形，因此可以證明FNOV-MPPT 控制電路只需要采集一路電壓信號就可以控制整個電路的波形，這為單個峰值檢測電路的采用提供了依據(jù)。 FNOV-MPPT 控制電路通過采集電感前端的電壓，就能獲得導(dǎo)通時峰值附近的電壓，然后進行采樣保持，供后面的電路使用，進而控制負載電壓大小。

圖14 MI-SSHI 開路電壓波形與極值波形

實驗的結(jié)果如圖15 所示，在初始階段，當(dāng)Vp的電壓維持在6 V 左右。 在t0～t1階段，Vr處于穩(wěn)定狀態(tài)時，其均值為1.86 V，在t1時刻，振動增強時，通過調(diào)整Vr的調(diào)整區(qū)間，經(jīng)過t1至t2時間的調(diào)整，Vr的值隨之增加到了2.54 V 左右。 在t3時刻，振動忽然減小時，通過Vr的調(diào)整區(qū)間，使能EN。 電荷泵將電容的電壓提取到負載。 壓電片能夠繼續(xù)采集，使電壓下降。 當(dāng)電壓上升時，其也能夠?qū)㈦妷壕S持在合適的范圍內(nèi)。 這與分析結(jié)果一致。

圖15 基于MPPT 的MI-SSHI 電路的測試波形

圖16 表示了電路的最大輸出功率以及FNOVMPPT 效率與PZT 輸出開路電壓Vp，oc的關(guān)系。 菱形曲線表示通過使用手動調(diào)整的最佳負載電阻獲得的MI-SSHI 接口電路的最大功率PSSHI，圓形曲線代表通過提出的FNOV-MPPT 技術(shù)獲得的最大功率PMPPT。 可以看出PMPPT與PSSHI非常接近。 MPPT 效率定義為PMPPT與PSSHI的比率，最高可達97%，最后，即使MPPT 控制電路關(guān)閉，所提出的電路也可以通過MI-SSHI 接口電路和DC-DC 轉(zhuǎn)換器冷啟動。當(dāng)儲能電容Cs積累了足夠的能量時，F(xiàn)NOV-MTTP控制電路開始工作，并且整個電路可以在MPPT 狀態(tài)下工作。

圖16 電路最大輸出功率以及FNOV-MPPT效率與開路電壓Vp，oc的關(guān)系

將所提出的電路與相關(guān)文獻壓電式振動能量采集接口電路進行比較，詳細情況如表3 所示。 本文所提出的FNOV-MPPT 控制電路，MPPT 跟蹤效率可達97%，且保證了能量采集的連續(xù)性；文獻[11]中，Li 等人提出了一種擾動觀察算法，用于P-SSHI接口電路的最大功率跟蹤，MPPT 的跟蹤效率約為97%，但同時復(fù)雜的電路增加了能量的消耗；文獻[14]中，Chew 等人設(shè)計了一種高通濾波電路來跟蹤PZT 開路電壓的一半，MPPT 跟蹤的效率可達到98.28%，但是其采用分時開路電壓法無法保證能量采集的連續(xù)性，且為單壓電輸入結(jié)構(gòu)，與本文所提出的電路相比沒有明顯的優(yōu)勢；文獻[16]中，Shareef等人提出了一種多PZT 輸入的無整流AC-DC 接口電路，解決了負載阻抗與PZT 輸出阻抗阻抗匹配的問題，但是其能量提取效率僅為79%。

表3 相關(guān)文獻壓電式能量采集電路的比較

5 結(jié)論

本文提出了基于FNOV-MPPT 的MI-SSHI 接口電路，由MI-SSHI 接口電路、FNOV-MPPT 控制電路以及DC-DC 轉(zhuǎn)換模塊構(gòu)成，其中FNOV-MPPT 控制電路又分為峰值電壓檢測電路以及門限電壓比較電路。FNOV-MPPT 控制電路可以在MI-SSHI 接口電路正常工作期間對壓電元件的峰值電壓進行跟蹤，并通過控制DC-DC 轉(zhuǎn)換模塊的導(dǎo)通與關(guān)斷，將負載電容兩端的電壓穩(wěn)定在電路工作的最大功率點附近，且解決了振動源降低時，電路無法進行能量轉(zhuǎn)移的情況。 理論分析和實驗測試結(jié)果都證明了該接口的有效性。 且增加的FNOV-MPPT 電路對采集電路的功耗改變有限。 結(jié)果表明，基于FNOV-MPPT 的MI-SSHI 電路可以同時平滑地從多個PZT 中提取能量，適應(yīng)不同的源阻抗變化，有效地提高能量采集的效率。 與單獨的MI-SSHI 接 口 電 路 相 比， 基 于 FNOV-MPPT 的MI-SSHI 接口電路功率的效率最高可達97%。