康博超，樊養(yǎng)余，譚慶貴，高永勝

(1.西北工業(yè)大學(xué) 電子與信息學(xué)院，陜西 西安 710129；2.西安空間無線電技術(shù)研究所 空間微波技術(shù)國防重點實驗室，陜西 西安 710100)

微波信號參量測量包括頻率測量和相位測量等，廣泛應(yīng)用于電子設(shè)備中。現(xiàn)代衛(wèi)星通信、電子對抗和雷達(dá)等系統(tǒng)的信號形式逐漸往高頻段、大帶寬方向發(fā)展，傳統(tǒng)的微波測量系統(tǒng)由于受到電子瓶頸的限制，逐漸無法滿足現(xiàn)代先進(jìn)的微波測量系統(tǒng)對速度和帶寬的需求[1-3]。

微波光子技術(shù)在光域?qū)崿F(xiàn)微波信號的處理，在帶寬、可調(diào)性和抗電磁干擾方面具有明顯優(yōu)勢[4]。將微波光子技術(shù)用于高速微波測量，實現(xiàn)全光的微波參量測量，可以突破電子瓶頸的限制，從而滿足電子系統(tǒng)對高速率和大帶寬的需求[5]。近年來，全光微波測量技術(shù)作為一個新興的研究領(lǐng)域引起了諸多學(xué)者的興趣，業(yè)界報道了諸多基于微波光子方法的全光微波頻率或相位測量方案[6-22]。

文獻(xiàn)[10]提出了一種基于全光I/Q相干探測的多普勒頻移測量方案。該方案基于兩個電光調(diào)制器，同時使用了光耦合器對多普勒頻移(Doppler Frequency Shift，DFS)進(jìn)行測量。該方案的工作頻率范圍為14～18 GHz，最大測量誤差為6 Hz，并且可以通過I/Q信號的相位關(guān)系識別出多普勒頻移的方向。文獻(xiàn)[14]提出了一種基于雙驅(qū)動馬赫-曾德調(diào)制器的多普勒頻移測量方案。在該方案中，工作頻率范圍為10～18 GHz，測量最大誤差小于1Hz，且能夠分辨多普勒頻移的方向。由于受到密集波分復(fù)用器(Dense Wavelength Division Multiplexing，DWDM)固定截止頻率的限制，該方案的最小工作頻率為10 GHz，且調(diào)制器工作在特殊工作點，難以實現(xiàn)自動偏壓控制。文獻(xiàn)[15]提出了一種基于級聯(lián)電光調(diào)制器的微波信號的相位測量的微波光子方法。在該方案中，兩個調(diào)制器均工作在最小點處，接收到的微波信號分別在兩個調(diào)制器中進(jìn)行調(diào)制后，在光載波處生成了一個新的光邊帶。該光邊帶的功率和相位呈函數(shù)關(guān)系，通過測量該光邊帶的功率，計算得到待測相位。在該文獻(xiàn)中使用18 GHz載頻信號進(jìn)行了實驗測試，最大測量誤差小于5°。然而在該方案中兩個調(diào)制器級聯(lián)的調(diào)制方式使系統(tǒng)的復(fù)雜性和損耗大幅度增加。文獻(xiàn)[16]提出了一種簡單的微波信號多普勒頻移的光子學(xué)測量方法。在該方案中，使用簡單的DMZM進(jìn)行光電調(diào)制，利用參考信號分辨多普勒頻移信號的方向。在該方案中，工作頻率范圍為10～18 GHz，測量最大誤差小于1 Hz。由于該方案并沒有對載波進(jìn)行抑制，輸出的電信號存在載波自拍頻引起的直流偏移，且基波信號和載波信號拍頻生成的頻率分量會成為干擾信號。文獻(xiàn)[22]提出了一種可同時實現(xiàn)微波信號測頻和測相的光子學(xué)方案。在該方案中，通過串聯(lián)電光調(diào)制實現(xiàn)微波信號的下變頻，利用偏振復(fù)用調(diào)制將攜帶不同相位信息的微波信號同時調(diào)制到光載波上，最后對在不同偏振態(tài)上的光進(jìn)行解調(diào)后進(jìn)行相位比較得到相位信息。該方案在10～18 GHz的工作頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)了高精度的相移和頻移測量。然而該方案通過串聯(lián)的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)下變頻，該種結(jié)構(gòu)會大幅度降低變頻效率，且由于該系統(tǒng)采用了偏振復(fù)用的調(diào)制方式，偏振態(tài)對環(huán)境非常敏感，會導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。綜上所述，通過微波光子學(xué)方法對微波信號進(jìn)行測量時，所遇到的問題并沒有得到很好的研究。為了提高微波信號頻率與相位測量系統(tǒng)的測量精度、穩(wěn)定性，并降低系統(tǒng)復(fù)雜度，對基于光子學(xué)的測量方案的研究具有非常重要的理論意義和現(xiàn)實價值。

筆者提出了基于馬赫-曾德調(diào)制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)和Sagnac環(huán)的微波頻率相位測量方案。結(jié)合全光下變頻和移相技術(shù)，突破傳統(tǒng)測量技術(shù)的頻率依賴性高的問題，在超寬的工作頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)較高的I/Q幅度和相位平衡。在該方案中，采用基于MZM和Sagnac環(huán)的光電調(diào)制結(jié)構(gòu)，利用簡單的MZM調(diào)制器進(jìn)行載波抑制調(diào)制。利用DWDM分離光信號的上邊帶和下邊帶后，構(gòu)建I/Q下變頻通道。利用I/Q下變頻通道對接收射頻信號進(jìn)行鑒頻鑒相，通過數(shù)學(xué)推導(dǎo)證明了文中方案的可行性，并進(jìn)行了實驗驗證。實驗結(jié)果表明，該方案在較大的工作帶寬內(nèi)，具有很好的頻率和相位測量精度。在頻移測量實驗中，工作頻率范圍為10～40 GHz，分辨率可達(dá)1 Hz，測量最大誤差低于8 Hz。在相位測量仿真中，工作頻率范圍為10～40 GHz，相位測量最大誤差為7°，驗證了該方案的可行性。

1 基本原理

筆者所提出的微波光子測量系統(tǒng)原理圖如圖1所示。

圖1 微波光子測量系統(tǒng)原理圖(圖中(a)～(g)代表不同點的光譜或電譜圖)

將激光二極管(Laser Diode，LD)生成的光載波注入光耦合器端口1中，該光載波Ein(t)=E0exp(jωc)，其中，E0和ωc分別為光載波的平均光功率和角頻率。光耦合器將光載波分為功率相等的光功率的兩條光路。從光耦合器端口3輸出的光載波輸出到MZM的輸入端口。在MZM中，本振信號VLocos(2πfLot)驅(qū)動MZM下臂，其中，VLo和fLo分別為本振信號的幅值和頻率。待測射頻信號VRFcos(2πfRFt+φRF)驅(qū)動MZM上臂，其中VRF、fRF和φRF分別為待測信號的幅值、頻率和相位。經(jīng)過調(diào)制后的光信號在調(diào)制器與光耦合器所構(gòu)成的回路里沿順時針(ClocKwise，CK)方向傳播。另一方面，由光耦合器4端口輸出的另一路光載波注入到MZM的輸出端口，光信號在回路里沿逆時針(Counter-ClocKwise，CCK)方向傳播。由于MZM的特性，光載波正向通過調(diào)制器可以被射頻和本振信號有效調(diào)制，而光載波反向進(jìn)入調(diào)制器無法被有效調(diào)制，所以在MZM中，沿順時針方向傳播的光信號被LO信號和待測信號調(diào)制。同時，在MZM中沿逆時針方向傳播的光信號沒有得到有效的調(diào)制。將兩路光路在光耦合器中合成為一路光信號從光耦合器端口2輸出，且可表示為

(1)

將耦合器4端口輸出的光信號通過摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)進(jìn)行功率補(bǔ)償，接著使用雙通道DWDM來分離上邊帶和下邊帶。對光載波的中心波長進(jìn)行調(diào)節(jié)，使光載波剛好落到兩個通道中間，從而將光信號的上下邊帶分離成兩個光通道。兩個光通道中的光信號可以分別表示為

(2)

(3)

其中，βE和αD分別表示EDFA的增益和DWDM的插入損耗。

經(jīng)過光電探測后，每個通道中的光電二極管(PD)輸出光電流，可分別表示為

(4)

(5)

從式(4)和式(5)可以發(fā)現(xiàn)，兩個中頻信號的相位差為2θ。通過調(diào)整MZM的直流偏置工作點設(shè)置θ=45°，則光電探測后的光電流可以寫為

iup(t)∝cos(2πfLot-2πfRFt-φRF+45°) ，

(6)

idown(t)∝cos(2πfLot-2πfRFt-φRF-45°) 。

(7)

由式(6)和式(7)可知，兩個中頻信號的相位差為90°，則構(gòu)成了相互正交的I/Q通道，從而實現(xiàn)了微波光子I/Q下變頻。

當(dāng)將所提出的微波光子I/Q下變頻系統(tǒng)應(yīng)用于多普勒頻移測量時，發(fā)射信號表示為Vemcos(2πfemt)，其中，Vem和fem分別為發(fā)射信號的幅值和頻率。待測射頻回波信號表示為Vechocos[(2π(fem+fd)t)]，其中Vecho為回波信號的幅值，fd為回波信號的多普勒頻移。經(jīng)過I/Q下變頻之后，輸出的光電流即含有所需的頻移信息，可表示為

iup(t)∝cos(2πfdt-45°) ，

(8)

idown(t)∝cos(2πfdt+45°) 。

(9)

利用式(8)和式(9)得到的低頻DFS信號，經(jīng)過AD采樣后，進(jìn)一步通過數(shù)字信號處理計算得到DFS頻移信息，而通過兩個通道的信號的相位差，可以識別出多普勒頻移的符號。從而實現(xiàn)了一個方向可分辨的多普勒頻移測量系統(tǒng)。

隨后，將所提出的微波光子I/Q下變頻系統(tǒng)應(yīng)用于射頻信號相位偏移測量。待測射頻信號可以表示為VRFcos(2πfRFt+φUDT)，其中，VRF和fRF為射頻信號的幅值和頻率，φUDT為待測相位。當(dāng)本振信號的頻率被設(shè)置為fLo=fRF時，經(jīng)過光電探測后，即可以得到待測相位項，兩個通道輸出的信號可以分別表示為

iup(t)∝cos(φUDT-45°) ，

(10)

idown(t)∝cos(φUDT+45°) 。

(11)

將I/Q通道的輸出的電信號相結(jié)合，通過數(shù)字信號處理即可得到待測相位，從而實現(xiàn)了微波光子鑒相。

2 實驗結(jié)果

2.1 實驗設(shè)置

在實驗中通過半導(dǎo)體激光器(DenseLight，NL-MB-CLS15-010-P1-FA-10-09)生成波長約為1 549.9nm、功率為12 dBm的光載波。光載波隨后輸入到四端口光耦合器的端口1，光耦合器端口3連接MZM(Fujitsu，F(xiàn)TM7937)的輸入端口，光耦合器端口4連接MZM的輸出端口。由兩臺微波信號發(fā)生器(HP，83640A；Agilent，E8257D)生成本振信號和待測信號。這兩個信號分別輸入到調(diào)制器的兩個射頻端口，如圖1所示。通過調(diào)節(jié)直流源(Gwinstek，GDP-4303S)對MZM的工作點進(jìn)行控制。將EDFA(Qnoptics，QN-PE-M-P25)設(shè)置為自動功率控制模式，輸出功率固定為16 dBm。所使用的多通道DWDM(AWG，AAWG-C325C41GAX4-04)的通道間距為50GHz，鄰信道隔離度大于32dB。兩個光電探測器(Discovery SemiConductor，DSC20H)的響應(yīng)度為0.7 A/W，工作帶寬為20 GHz。

2.2 實驗設(shè)置

首先，使用兩臺微波信號發(fā)生器生成功率為10 dBm、頻率為20 GHz的本振信號以及功率為0 dBm、頻率為20.01 GHz的射頻回波信號，計算多普勒頻移為1 MHz。兩個射頻信號分別連接MZM的兩個射頻端口。通過直流穩(wěn)壓電源調(diào)整MZM的偏壓相位，使兩個輸出信號的相位差為90°。實驗中，通過示波器測量了兩個通道輸出信號的波形，其結(jié)果如圖2(a)所示。

(a) 輸出信號波形(1 MHz)

(c) 輸出信號波形(-1 MHz)

然后用Matlab對所采集到的時長0.5 s的波形進(jìn)行計算，其結(jié)果如圖2(b)所示。僅使用CH_I或CH_Q通道輸出的信號可以判斷多普勒頻移大小，但無法判斷DFS的符號方向。在實驗中通過結(jié)合兩個通道的信號，根據(jù)兩個信號之間的相位差來判斷多普勒頻移的符號方向。由圖2(a)所示，由于CH_Q中的DFS信號比CH_I中的DFS信號超前90°，因此多普勒頻移的方向符號為正。隨后將回波信號的頻率設(shè)置為 9.999 GHz，則多普勒頻移為-1 MHz，通過對輸出信號的采集和計算后，輸出結(jié)果如圖2(c)、(d)所示。由圖2(c)可得，由于CH_Q中的DFS信號比CH_I中的多普勒頻移信號落后90°，因此多普勒頻移的方向符號為負(fù)。

由于本方案采用全光架構(gòu)，相比于電子測量系統(tǒng)在工作帶寬上有著極大的優(yōu)勢，為了驗證該優(yōu)勢，隨后在實驗中對工作頻率為10～40 GHz范圍內(nèi)的微波信號進(jìn)行了測量。首先，發(fā)射信號的頻率固定為 10 GHz，將回波信號的頻率從9.999 9 GHz以20 kHz步進(jìn)調(diào)至9.000 1 GHz，模擬-100～100 kHz的多普勒頻移范圍。經(jīng)過光電探測后，將示波器采集到的信號數(shù)據(jù)發(fā)送到計算機(jī)，通過MATLAB計算出DFS的值。計算出的多普勒頻移和測量誤差如圖3(a)所示。測量誤差范圍為-6～2 Hz。隨后，依次將發(fā)射信號的工作頻率調(diào)至20、30和40 GHz，所測得多普勒頻移和測量誤差分別如圖3(b)～(d)所示。在10～ 40 GHz的工作頻率范圍內(nèi)，多普勒頻移測量的最大誤差小于8 Hz，從而驗證了該系統(tǒng)在10～40 GHz的超寬帶范圍內(nèi)擁有很高的測量精度。

(a) 載波頻率為10 GHz

(c) 載波頻率為30 GHz

2.3 相移測量

由于實驗中缺少精確的寬帶移相器，因此通過仿真對本系統(tǒng)在相移測量中的應(yīng)用進(jìn)行了驗證。仿真基于VPItransmissionMaker軟件，所有基本參數(shù)都根據(jù)多普勒頻移測量中的實驗參數(shù)設(shè)定。激光二極管生成頻率為1 549.9 nm、平均功率為12 dBm、相對強(qiáng)度噪聲為-160 dB/Hz的連續(xù)光載波。MZM的半波電壓設(shè)為3.5 V，插入損耗設(shè)為6 dB。由兩個信號發(fā)生器生成一個20 GHz的本振信號和一個20 GHz的相位可調(diào)待測信號。本振信號和待測信號的功率分別設(shè)置為10 dBm和0 dBm。兩個射頻信號分別連接MZM的兩個射頻端口。通過控制調(diào)制器的工作點，將兩個通道輸出信號的相位差調(diào)至90°。隨后，將被測信號的相位從0°以2°為步進(jìn)調(diào)至360°，模擬0°到360°的相位偏移變化范圍。用兩臺信號分析儀對兩個通道的輸出信號進(jìn)行分析，其結(jié)果如圖4(a)所示。將所采集到的信號輸入到Matlab中進(jìn)行相移計算，其結(jié)果如圖4(b)所示，在0°～360°的相位偏移變化范圍內(nèi)，相移的測量最大誤差小于7°。

(a) 兩個通道輸出信號功率隨待測相位的變化曲線

圖5 最大相位測量誤差隨工作頻率變化曲線

在仿真中對本系統(tǒng)的工作帶寬進(jìn)行了分析。將本振信號的載波頻率設(shè)置為4 GHz，根據(jù)本振信號頻率設(shè)置待測信號頻率，將待測信號的相位從0°以2°為步進(jìn)調(diào)節(jié)至180°，記錄0°～180°范圍內(nèi)的最大測量誤差；隨后，依次將本振信號和待測信號的工作頻率從4 GHz以2 GHz為步進(jìn)調(diào)至40 GHz測量，最大測量誤差隨載頻變化的曲線如圖5所示。在10～40 GHz的工作頻率范圍內(nèi)，相位偏移測量最大誤差范圍為-7°～6°，當(dāng)工作頻率低于10 GHz時，測量最大誤差明顯增大。這是由于在低工作頻率時，該系統(tǒng)的變頻增益受到DWDM截止頻率的限制而降低，而變頻增益的降低導(dǎo)致了輸出信號信噪比的下降，進(jìn)而影響到了測量精度。

3 討 論

筆者所提出的基于Sagnac環(huán)和I/Q探測的全光微波測量方案，由于光子技術(shù)的應(yīng)用使該方案在帶寬和抗電磁干擾方面具有很大的優(yōu)勢。由圖3所示的實驗結(jié)果驗證，在10～40 GHz的工作頻率范圍內(nèi)，對1 MHz的多普勒頻移進(jìn)行測量，所測得的多普勒頻移的誤差最大為8 Hz。此外，如圖5所示的結(jié)果所驗證，在10～40 GHz的工作頻率范圍內(nèi)，對相位偏移進(jìn)行仿真測試，所測得的相位偏移的誤差最大為7°。

隨后將文中方案與其他文獻(xiàn)所報道的微波光子測量方案從工作頻率范圍、測量功能、優(yōu)點和局限性方面進(jìn)行比較，結(jié)果如表1所示。文中方案在工作帶寬方面相比于其他方案有較大優(yōu)勢，這是由于文中方案沒有使用存在嚴(yán)格的頻率依賴性的器件，如文獻(xiàn)[9]中使用的高非線性光纖，或文獻(xiàn)[14]中使用的90°電耦合器。在文中方案中，載波信號的低工作頻率主要受到DWDM器截止頻率的限制，而高工作頻率主要受到調(diào)制器帶寬的限制。而商用調(diào)制器的帶寬可以達(dá)到100 GHz。因此，使用更大帶寬的調(diào)制器可以大幅度地提高文中方案的工作范圍。

表1 幾種光子微波信號測量的性能比較

4 結(jié)束語

筆者提出了一種基于Sagnac環(huán)和I/Q探測的微波光子多普勒頻移及相位偏移測量方案，并對其進(jìn)行了仿真和實驗驗證。文中方案在10～40 GHz的超寬工作頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)了對多普勒頻移和相位偏移的高精度測量，最大多普勒頻移測量誤差為8 Hz，最大相移測量誤差為7°。本方案在工作帶寬、測量精度等方面的顯著優(yōu)勢，使其在未來寬帶電子測量系統(tǒng)中極具應(yīng)用潛力。