湯雨　高亞虎

摘要 可變電感的電感值變化特性使其具有柔性的濾波和諧振作用，為功率變換器的柔性調(diào)控提供了新思路。針對(duì)變換器不同運(yùn)行工況，結(jié)合電感調(diào)節(jié)方法可以實(shí)現(xiàn)運(yùn)行工況的優(yōu)化，有利于電路性能提升。當(dāng)前，國(guó)內(nèi)外對(duì)可變電感的研究可見(jiàn)于諧振變換器、全橋變換器、PFC變換器、Buck變換器等，在各自應(yīng)用領(lǐng)域帶來(lái)明顯效能提升，具有良好的應(yīng)用價(jià)值。論文首先分析了可變電感的工作原理，根據(jù)電感值變化原理將其進(jìn)行分類(lèi)并根據(jù)各自的優(yōu)缺點(diǎn)總結(jié)了其適用范圍，然后依據(jù)其不同應(yīng)用場(chǎng)合，分類(lèi)梳理了可變電感在變換器中的應(yīng)用和變換器對(duì)可變電感的性能要求，最后對(duì)可變電感未來(lái)的發(fā)展趨勢(shì)及研究重點(diǎn)進(jìn)行了展望。

關(guān) 鍵 詞 可變電感;柔性;飽和磁芯;直流偏置;功率變換器

中圖分類(lèi)號(hào) TM554? ? ?文獻(xiàn)標(biāo)志碼 A

Recent advances in variable inductors and its application in power electronic system

TANG Yu， GAO Yahu

Abstract The variable inductor with inductance value change characteristics makes it flexible filtering and resonance， providing a new idea for the flexible regulation of power converters. For the different operating conditions of the converter， the optimization of the operating conditions can be realized in combination with the inductance adjustment method， which is conducive to improving the performance of the circuit. At present， the research on variable inductors at home and abroad can be seen in resonant converters， full-bridge converters， PFC converters， Buck converters， etc.， which bring significant efficiency improvement in their respective applications fields and have good application value. The paper first analyzes the working principle of variable inductors， classifies them according to the principle of inductance value change and summarizes their scope of applications according to their respective advantages and disadvantages， and then sorts out the application of variable inductors in converters and the performance requirements of converters for variable inductors according to their different applications， and finally looks forward to the future development trend and research focus of variable inductors.

Key words variable inductor; flexibility; saturation core; DC bias; power converter

引言

功率電路中，電感器件的主要作用是對(duì)交流信號(hào)進(jìn)行隔離、濾波或與電容、電阻等組成諧振電路，電感器件按照電感值是否可變分為可變電感（Variable Inductor，VI）與固定電感。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，變換器的工況復(fù)雜化，例如寬增益、寬負(fù)載等，而應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)變換器的效率要求越來(lái)越嚴(yán)格。但是在變換器運(yùn)行工況變化跨度較大時(shí)，固定參數(shù)下的變換器很難保持高效率運(yùn)行，例如移相全橋變換器在負(fù)載變化跨度較大時(shí)因丟失軟開(kāi)關(guān)不能保持高效率[1];臨界模式運(yùn)行下固定電感的功率因數(shù)校正電路（Power Factor Correction，PFC）電路在輸入電壓變化較大時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率也會(huì)寬范圍變化，但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)頻率增加損耗，過(guò)低頻率會(huì)產(chǎn)生噪音[2];太陽(yáng)電池板后級(jí)的BUCK變換器（降壓式變換電路）在輕載下難以保持電感電流的連續(xù)性，斷續(xù)工作模式使最大功率點(diǎn)追蹤控制復(fù)雜化[3]。目前多數(shù)電力電子變換器只能通過(guò)開(kāi)關(guān)管的通斷來(lái)控制脈沖電壓的占空比或者頻率，特別對(duì)于諧振電路，寬增益下固定電感的LLC（Series-Parallel Resonance Circuit串并聯(lián)諧振電路）諧振電路的頻率變化范圍較寬，難以進(jìn)行磁器件的優(yōu)化設(shè)計(jì)[4]，脈沖電壓的占空比調(diào)節(jié)使得電路諧波含量增加，降低變換器效率，這兩種控制無(wú)法使諧振變換器在寬增益下高效運(yùn)行。為了實(shí)現(xiàn)變換器的優(yōu)化運(yùn)行，變換器的控制目標(biāo)不再單一，而單一的開(kāi)關(guān)管控制很難同時(shí)滿(mǎn)足多個(gè)控制目標(biāo)，例如雙重交錯(cuò)的LLC諧振電路在相同開(kāi)關(guān)頻率下不能同時(shí)實(shí)現(xiàn)給定電壓跟隨和兩路負(fù)載均衡[5]，作為高電壓拓?fù)涞腖CC諧振變換器在負(fù)載變化時(shí)，不能同時(shí)實(shí)現(xiàn)功率控制和單位功率因數(shù)運(yùn)行[6]。

在上述背景下，VI因其電感值變化特性引起科研人員的關(guān)注。近年來(lái)，隨著科學(xué)技術(shù)的進(jìn)步，磁性材料的發(fā)展也很迅速，科研人員基于此提出了多種VI，也將其應(yīng)用于不同的電路中，以提高變換器性能。例如在注重輕載效率的移相全橋變換器中使用基于磁流變液的VI，在輕載下以較大的諧振電感值拓寬軟開(kāi)關(guān)范圍[7]，在并聯(lián)諧振電路中使用雙E型類(lèi)型VI控制功率流動(dòng)，實(shí)現(xiàn)電路恒頻運(yùn)行[8]，在電動(dòng)汽車(chē)應(yīng)用的雙向BUCK變換器中使用VI以在高瞬態(tài)電流下保持同樣的濾波效果，相對(duì)減小電感體積[9]。

針對(duì)VI，本文綜述了近年來(lái)國(guó)內(nèi)外的研究現(xiàn)狀和研究成果，首先，介紹了VI的工作原理，基于電感值變化原理的分析，將多種VI進(jìn)行分類(lèi)，總結(jié)其優(yōu)缺點(diǎn)及適用場(chǎng)合;其次，根據(jù)VI應(yīng)用場(chǎng)合不同，梳理了VI在變換器中的應(yīng)用;最后，對(duì)VI后續(xù)研究方向和未來(lái)發(fā)展進(jìn)行了展望。

1 基本工作原理

假設(shè)某個(gè)電感磁路長(zhǎng)度為[l]，磁路截面積為[s]，并且該截面上的磁通密度是均勻的，磁通方向與磁路截面垂直，磁路的等效磁導(dǎo)率為[μe]（磁芯可能存在氣隙，導(dǎo)致磁路并不均勻，此時(shí)固定磁路長(zhǎng)度，用等效磁導(dǎo)率表觀不均勻磁路的磁導(dǎo)率），繞組匝數(shù)為[N]，繞組電流為[i]，磁路磁通量為[?]，則磁路磁阻[R]為

由磁路歐姆定律可知：

電感值定義為總磁鏈[ψ]與繞組電流之比：

可以看到電感值與繞組匝數(shù)和磁路磁阻有關(guān)系，但是電繞組匝數(shù)很難實(shí)時(shí)改變，通過(guò)改變磁路的磁阻改變電感值更容易。磁路磁阻一般由氣隙磁路磁阻和磁芯磁路磁阻串聯(lián)組成，由式（1）可知，磁芯尺寸、磁導(dǎo)率決定著磁芯磁阻，同理氣隙的尺寸也決定著氣隙磁阻。最根本上是從改變磁芯尺寸、磁芯磁導(dǎo)率或氣隙尺寸出發(fā)改變磁路磁阻進(jìn)而改變電感值大小，這就是VI的工作原理。

2 可變電感分類(lèi)及特點(diǎn)

目前存在多種VI，例如雙環(huán)型VI、雙E型VI、四U型VI、基于壓力的VI、斜氣隙VI、使用磁流變液的VI等等[10-12]，并沒(méi)有一個(gè)系統(tǒng)的分類(lèi)，因此本文首先從電感值是否可控上將VI分為可控VI和不可控VI，又從改變磁路磁阻方式的不同，將VI進(jìn)行歸類(lèi)，具體分類(lèi)如圖1所示。

2.1 可控可變電感

2.1.1 直流磁通偏置類(lèi)型

雙環(huán)型VI、雙E型VI、四U型VI和基于壓力的VI均是通過(guò)控制直流磁通使磁芯飽和[10-12]，改變磁芯相對(duì)于交流磁通的等效磁導(dǎo)率，進(jìn)而影響磁芯磁路磁阻改變電感值，因此將上述VI歸類(lèi)為直流磁通偏置類(lèi)型。又根據(jù)產(chǎn)生直流磁通方式的不同，將這些VI分類(lèi)為直流輔助繞組類(lèi)型和永磁體類(lèi)型。

2.1.1.1 直流輔助繞組類(lèi)型

雙環(huán)型VI、雙E型VI和四U型VI均是以直流輔助繞組產(chǎn)生的直流磁通來(lái)控制工作繞組的電感值[10-12]，因此在本文中將這些VI歸類(lèi)為直流輔助繞組類(lèi)型。雙E型VI結(jié)構(gòu)如圖2a）所示[13]，工作繞組產(chǎn)生的交流磁通（疏虛線(xiàn)）分別流經(jīng)左右磁臂，交鏈輔助繞組的總磁通近乎不變，兩繞組近似解耦。由于認(rèn)為交流磁通線(xiàn)性疊加到直流磁通上，輔助繞組的直流電流調(diào)節(jié)左右磁臂相對(duì)于交流磁通的等效磁導(dǎo)率。

輔助繞組類(lèi)型VI只需要輔助繞組、工作繞組和常見(jiàn)的磁芯即可實(shí)現(xiàn)，成本較低;但是從線(xiàn)性電感的角度上看，由于交流磁通相對(duì)直流磁通不太大這種近似條件，該類(lèi)型VI磁芯的磁通密度擺幅較小，磁芯利用率較低;并且輔助繞組內(nèi)的直流電流會(huì)產(chǎn)生額外的功率損耗，所以該類(lèi)VI一般用于小功率場(chǎng)合。

2.1.1.2 永磁體類(lèi)型

直流輔助繞組類(lèi)型VI的輔助繞組直流電流會(huì)產(chǎn)生額外的功率損耗，針對(duì)該缺點(diǎn)，文獻(xiàn)[14]提出了基于壓力控制的VI，如圖3a）所示。該VI的直流磁通由永磁體產(chǎn)生，因此將該VI稱(chēng)為永磁體類(lèi)型。該VI結(jié)構(gòu)如圖3a），永磁體的直流磁通分布如圖3b）所示。根據(jù)逆磁致伸縮效應(yīng)，圓柱形FeGa合金磁導(dǎo)率受施加在該材料上的壓力控制，兩者的詳細(xì)關(guān)系如圖4所示。通過(guò)控制施加在圓柱形FeGa合金上的壓力控制流經(jīng)EF25磁芯的直流磁通大小，進(jìn)而控制電感值。

文獻(xiàn)[14]提出用壓電材料來(lái)提供壓力，因?yàn)閴弘姴牧显诰S持固定的應(yīng)力時(shí)不消耗功率，該VI在電感值穩(wěn)定時(shí)，沒(méi)有額外的功率損耗;但是該電感結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，成本較高;由于也是直流偏置類(lèi)型VI，磁芯利用率較低，適用小功率場(chǎng)合。

2.1.2 相對(duì)位移類(lèi)型

文獻(xiàn)[15]提出的VI通過(guò)永磁體移動(dòng)磁流體，如圖5a）所示，改變磁芯（磁流體）和線(xiàn)圈之間的位置距離，進(jìn)而改變電感值，這種VI適用于小功率場(chǎng)合。大功率下由于較大磁芯質(zhì)量和較強(qiáng)的磁場(chǎng)，移動(dòng)磁芯需要的機(jī)械致動(dòng)裝置體積較大且較為昂貴。針對(duì)該缺點(diǎn)，文獻(xiàn)[16]提出通過(guò)移動(dòng)線(xiàn)圈改變電感值，因線(xiàn)圈相對(duì)于磁芯慣性較小，可以使用成本較低的微型伺服電機(jī)作為致動(dòng)裝置，電感結(jié)構(gòu)如圖5b）所示。兩種VI的工作原理為通過(guò)改變磁芯和線(xiàn)圈相對(duì)位置可以改變磁路中的氣隙磁路的長(zhǎng)短和截面積，進(jìn)而改變氣隙磁阻，影響電感值，因此將其歸類(lèi)為相對(duì)位移類(lèi)型。

因該VI磁芯的磁通密度擺幅接近飽和磁通密度，磁芯利用率較高，但是因電感線(xiàn)圈需要位移空間，包括微型伺服電機(jī)的存在，電感整體體積比較大;由于微型伺服電機(jī)成本較低，該類(lèi)VI成本較低;更適用于大功率場(chǎng)合、對(duì)功率密度要求不高的應(yīng)用。

2.2 不可控可變電感

以上內(nèi)容均為可控VI的分類(lèi)及不同類(lèi)別的特點(diǎn)，以下內(nèi)容為不可控VI分類(lèi)及特點(diǎn)。不可控VI電感值隨繞組電流變化時(shí)，需要引入1個(gè)等效電感值[Leff]來(lái)衡量繞組電流隨電感兩端電壓的瞬時(shí)變化率，等效電感值推導(dǎo)如下：

2.2.1 不均勻氣隙類(lèi)型

不均勻氣隙類(lèi)型VI的氣隙是不均勻的，文獻(xiàn)[17]提出階梯氣隙VI，其磁芯結(jié)構(gòu)如圖6a）所示。文獻(xiàn)[18]提出了斜氣隙VI，其結(jié)構(gòu)如圖6b）所示。圖7a）給出階梯氣隙VI[Leff-i]關(guān)系的一個(gè)示例?？梢钥吹诫A梯氣隙電感的等效電感值隨繞組電流的變化曲線(xiàn)并不平滑，曲線(xiàn)中間存在突起。為了獲得線(xiàn)性下降的電感值，文獻(xiàn)[18]中的斜氣隙VI，圖7b）為斜氣隙等效電感值的典型[Leff-i]曲線(xiàn)，由圖7b）可知斜氣隙VI的[Leff-i]曲線(xiàn)相對(duì)于階梯氣隙VI更為線(xiàn)性。

通過(guò)特定的氣隙形狀和尺寸設(shè)計(jì)，可以得到理想的[Leff-i]曲線(xiàn)，但是需要對(duì)現(xiàn)有磁芯進(jìn)行加工或者定制特定形狀的磁芯才能得到特定的氣隙形狀，使得電感成本相對(duì)增加。由于磁芯工作在飽和狀態(tài)和氣隙形狀的不規(guī)則，導(dǎo)致擴(kuò)散磁通損耗增加，該類(lèi)VI更適用于中低頻電流場(chǎng)合和直流濾波。

2.2.2 整體磁芯飽和類(lèi)型

斜氣隙VI的電感值隨著繞組電流增加而平緩下降，通過(guò)合適的氣隙參數(shù)可以獲得不同斜率的電感值變化曲線(xiàn)，但是斜氣隙會(huì)引起額外的擴(kuò)散磁通損耗，較容易引起電磁干擾。此時(shí)，不需要開(kāi)氣隙的磁粉芯電感更具優(yōu)勢(shì)，文獻(xiàn)[19]中提出了用于交流濾波器的VI，其磁芯材料為磁粉芯。因整體磁芯的磁通密度逐漸進(jìn)入飽和區(qū)域，將該類(lèi)VI稱(chēng)為整體磁芯飽和類(lèi)型VI，該VI結(jié)構(gòu)如圖8a）所示，圖8b）為磁粉芯材料磁導(dǎo)率隨磁場(chǎng)強(qiáng)度增加而逐漸減小的典型曲線(xiàn)，由圖可知隨著磁場(chǎng)強(qiáng)度增加磁導(dǎo)率減小較為緩慢（坐標(biāo)圖橫坐標(biāo)單位為Oe，1 Oe = 79.58 A/m）。在磁芯均勻氣隙的情況下，這種磁導(dǎo)率曲線(xiàn)是實(shí)現(xiàn)電感值隨電流增加而緩慢減小的必要條件。圖9是文獻(xiàn)[19]中VI的電感值隨繞組電流變化曲線(xiàn)。

整體磁芯飽和類(lèi)型沒(méi)有斜氣隙磁芯引起的電磁干擾和擴(kuò)散磁通損耗，電感磁芯結(jié)構(gòu)也比較簡(jiǎn)單，但是整體磁芯飽和類(lèi)型VI的工作原理是隨著繞組電流增大，整體磁芯磁通密度進(jìn)入飽和區(qū)域以減小電感值，如果整體磁芯雙向磁化導(dǎo)致的磁滯損耗也會(huì)相對(duì)較高，該類(lèi)VI更適用于直流濾波場(chǎng)合。

2.2.3 局部磁芯飽和類(lèi)型

上部分為整體磁芯飽和類(lèi)型，在電感值隨繞組電流平緩減小時(shí)，對(duì)磁芯的磁特性要求比較嚴(yán)格，而且由于需要整體磁芯進(jìn)入飽和，該類(lèi)型VI不適用于雙向磁化的高頻電路。文獻(xiàn)[20]提出了使用磁流變液的VI，因局部磁芯的磁通密度進(jìn)入飽和狀態(tài)，稱(chēng)為局部磁芯飽和類(lèi)型VI。

該電感的磁芯結(jié)構(gòu)和尺寸如圖10所示，磁流變液替代氣隙的位置，在磁通密度增加的時(shí)候，磁流變液先于磁芯飽和，充當(dāng)氣隙，減小電感值。圖11a）磁流變液與空氣的B-H曲線(xiàn)，文獻(xiàn)將磁流變液填充氣隙前后2個(gè)電感的L-i曲線(xiàn)進(jìn)行了對(duì)比，如圖11b）所示。文獻(xiàn)[21]提出類(lèi)似原理的局部磁芯飽和類(lèi)型VI，提出使用低磁導(dǎo)率材料填充氣隙，通過(guò)設(shè)計(jì)氣隙的大小和選擇不同的低磁導(dǎo)率材料靈活設(shè)計(jì)電感值-電流曲線(xiàn)。

局部磁芯飽和類(lèi)型VI通過(guò)局部小區(qū)域磁芯磁通密度進(jìn)入飽和區(qū)域，降低磁導(dǎo)率，以減小電感值。相對(duì)于整體磁芯飽和類(lèi)型減小了磁芯損耗，相對(duì)于不均勻氣隙VI減小了磁通的邊緣效應(yīng)。磁芯結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，相對(duì)整體飽和電感成本較高，但是該類(lèi)型VI可適用于高頻電路。

3 可變電感應(yīng)用

電感在變換器中起濾波或諧振作用，在其參數(shù)固定時(shí)，其濾波或諧振作用也是固定的，但是隨著變換器運(yùn)行工況變化跨度的增加，其濾波作用或諧振作用很難滿(mǎn)足變換器的性能要求;或者單一的開(kāi)關(guān)管控制無(wú)法進(jìn)一步優(yōu)化變換器的性能，特別是諧振變換器變頻問(wèn)題或多重電路的負(fù)載均衡問(wèn)題。由于VI的電感值隨電感電流被動(dòng)變化的特性，能夠讓變換器具有一定程度的柔性，應(yīng)對(duì)更復(fù)雜的運(yùn)行工況，或者基于可控VI電感值主動(dòng)可控的特性，進(jìn)一步優(yōu)化變換器的運(yùn)行?；赩I應(yīng)用場(chǎng)合的不同將VI應(yīng)用進(jìn)行分類(lèi)，如下圖所示。

3.1 PWM （Pulse Width Modulation，PWM）變換器

在PWM電路中，電感用來(lái)調(diào)整電流波形，起著濾波作用。由式（5）可知電感值與開(kāi)關(guān)頻率、電流紋波、電壓幅值之間存在密切關(guān)系，當(dāng)電壓、頻率固定時(shí)，電感與電流紋波成反比關(guān)系，當(dāng)電壓、電流紋波固定時(shí)，電感與頻率成反比關(guān)系。

在實(shí)現(xiàn)太陽(yáng)能電池板最大功率點(diǎn)追蹤功能的BUCK變換器中，電路如圖13a）所示。電路在電感電流連續(xù)模式下實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤，由于日照情況變化，電路存在輕載運(yùn)行，當(dāng)電感值較小時(shí)，輕載下電感電流不再連續(xù)，不能實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤。在電感電流連續(xù)的要求下，輕載電流較小時(shí)，需要電感值較大。

文獻(xiàn)[3]介紹了一種整體磁芯飽和類(lèi)型電感，在電流較小時(shí)，可變電感磁芯退飽和，電感值增大，增加輕載下電流連續(xù)工作模式范圍，有利于實(shí)現(xiàn)太陽(yáng)能電池板輕載下的最大功率點(diǎn)追蹤控制，并且該電感與輕載下同樣具有濾波效果的固定值電感相比體積較小。

用于電動(dòng)汽車(chē)的雙向DC-DC PWM變換器對(duì)功率密度有很高的要求，電路如圖13b）所示，電動(dòng)汽車(chē)在加速和再生制動(dòng)期間會(huì)產(chǎn)生很高的瞬態(tài)電流，在高瞬態(tài)電流下設(shè)計(jì)電感將導(dǎo)致電感體積較大，降低變換器功率密度，在正常工作電流下，高瞬態(tài)電流會(huì)導(dǎo)致磁芯飽和，電感值下降，導(dǎo)致濾波性能變差。

文獻(xiàn)[9]提出在該變換器內(nèi)使用雙環(huán)類(lèi)型的可控VI，在高于額定電流時(shí)，通過(guò)直流電流產(chǎn)生的直流磁通對(duì)磁芯退飽和以提高電感值，降低了電流紋波，提高電感的電流處理能力，相對(duì)減小了電感體積，提高變換器的功率密度。但是該電感具有直流輔助繞組類(lèi)型VI的共性問(wèn)題，輔助繞組與工作繞組之間會(huì)有功率耦合，該功率耦合影響控制電路的設(shè)計(jì)和電感值的精確控制，增加VI本身的損耗。文獻(xiàn)[9]進(jìn)行了雙環(huán)VI輔助繞組的控制電路設(shè)計(jì)，并測(cè)量了電感值階躍變化的響應(yīng)時(shí)間，以BUCK電路為控制電路拓?fù)?，電感值階躍下降的響應(yīng)時(shí)間接近10 ms，由于沒(méi)有反向電壓其階躍上升的時(shí)間大概為40 ms，該響應(yīng)時(shí)間遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)管微秒級(jí)的響應(yīng)時(shí)間。

移相全橋軟開(kāi)關(guān)PWM變換器（Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter，F(xiàn)B-ZVS-PWM Converter）是通過(guò)諧振電感對(duì)開(kāi)關(guān)器件的寄生電容進(jìn)行放電來(lái)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管零電壓導(dǎo)通，電路如圖13c）所示。對(duì)于某些強(qiáng)調(diào)輕載效率的應(yīng)用，該變換器需要較大的諧振電感以確保輕載下的零電壓導(dǎo)通，但是較大的諧振電感會(huì)導(dǎo)致重載下變換器較大的功率回流，占空比丟失問(wèn)題，即移相全橋電路輕載下需要的電感值較大實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，重載下需要的電感值較小，減輕循環(huán)能量和占空比丟失。

文獻(xiàn)[22-25]利用飽和電感（不可控VI）可以在不增加環(huán)流能量的情況下以更寬的負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。文獻(xiàn)[26]提出新類(lèi)型不可控VI用于移FB-ZVS-PWM變換器，該VI是將磁流變液充滿(mǎn)氣隙，在輕載下增大電感值，拓寬軟開(kāi)關(guān)范圍，而且重載下電感更快進(jìn)入飽和區(qū)域以降低電感值，減小循環(huán)能量。

3.2 功率因數(shù)校正變換器

臨界導(dǎo)通模式運(yùn)行的PFC電路（Power Factor Correction Converter，PFC）其開(kāi)關(guān)頻率在半周期內(nèi)變化范圍較大，輸入電壓的變化，開(kāi)關(guān)管頻率變化范圍會(huì)進(jìn)一步增大，不利于EMI（Electromagnetic Interference，EMI）濾波器設(shè)計(jì)，由于輸入電容引起的相位超前輸入電流降低了功率因數(shù)。

文獻(xiàn)[2]將雙E型類(lèi)型電感用于臨界導(dǎo)通模式運(yùn)行的功率因數(shù)校正電路中，電路如圖14所示，該文獻(xiàn)推導(dǎo)了交流輸入電壓有效值與PFC電路半周期內(nèi)最高和最低開(kāi)關(guān)頻率的關(guān)系，通過(guò)檢測(cè)輸入交流電壓的有效值，來(lái)判斷開(kāi)關(guān)頻率是否過(guò)高或過(guò)低，電感值是否需要調(diào)整。由式（5）可知當(dāng)電感值增大且電流紋波和電壓固定時(shí)，頻率會(huì)降低。利用此原理在開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高時(shí)，增大電感值以降低頻率，減小開(kāi)關(guān)的關(guān)斷損耗，在開(kāi)關(guān)頻率小于可聽(tīng)頻率時(shí)，減小電感值以增大開(kāi)關(guān)頻率，減小噪音。

文獻(xiàn)[21]提出新類(lèi)型的不可控VI用于臨界導(dǎo)通模式運(yùn)行的PFC電路中，電感值隨電流增大而減小。當(dāng)電流較小時(shí)，增大的電感值減小了開(kāi)關(guān)頻率，電流較大時(shí)，結(jié)果相反?；诖嗽恚豢煽豓I減小了半周期內(nèi)PFC電路開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍。非線(xiàn)性電感值導(dǎo)致臨界模式運(yùn)行的PFC電路電感電流不是規(guī)則鋸齒波，其等效電流的計(jì)算將會(huì)復(fù)雜化。

文獻(xiàn)[27]提出了使用雙E型可控VI產(chǎn)生滯后電流來(lái)實(shí)現(xiàn)電流相位補(bǔ)償。該電路在半周期末端，在電壓和頻率不變的情況下，減小電感值，鋸齒波電流會(huì)增大，等效電流增加，產(chǎn)生滯后電流提高了功率因數(shù)。

3.3 電子鎮(zhèn)流器

磁控方法可以實(shí)現(xiàn)電子鎮(zhèn)流器的完整控制，如熒光燈的軟啟動(dòng)和調(diào)光等功能，保持開(kāi)關(guān)頻率恒定并且不需要使用功率變換器的其他控制參數(shù)（例如輸入電壓或占空比），只需要直流電流控制。除了保持恒定頻率的重要優(yōu)勢(shì)之外，與其他控制方法相比，該方法還具有隔離、線(xiàn)性控制和更高的效率等優(yōu)勢(shì)，但是由于電感值變化范圍有限，限制了熒光燈的調(diào)光范圍。

文獻(xiàn)[28]將雙E型可控VI應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器以實(shí)現(xiàn)調(diào)光功能，電路如圖15a）所示，并將該類(lèi)電子鎮(zhèn)流器稱(chēng)為磁控電子鎮(zhèn)流器。文獻(xiàn)[29]研究了用于給T5熒光燈供電的磁控電子鎮(zhèn)流器，并探索了雙E型磁芯結(jié)構(gòu)和四U型磁芯結(jié)構(gòu)VI的優(yōu)缺點(diǎn)，電路如圖15a）所示。

文獻(xiàn)[30]提出了一種高功率因數(shù)可調(diào)光的自激電子鎮(zhèn)流器，該鎮(zhèn)流器包含PFC功率級(jí)和直流諧振變換器功率級(jí)，電路如圖15b）所示，在該鎮(zhèn)流器中通過(guò)控制VI的電感值來(lái)控制熒光燈的功率以實(shí)現(xiàn)調(diào)光功能。VI有2種放置位置，第1種位置，將VI放置在串聯(lián)諧振中;第2種位置，將VI放置在PFC功率級(jí)。在整個(gè)調(diào)光范圍內(nèi)，這兩種方法均具有很寬的線(xiàn)性調(diào)光范圍、高效率和高功率因數(shù)。

3.4 諧振變換器

諧振變換器因其可以軟開(kāi)關(guān)運(yùn)行，可以在保持電路高效率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)其高頻化以提高功率密度，但是在諧振類(lèi)變換器中，主要問(wèn)題之一是開(kāi)關(guān)頻率隨增益和負(fù)載變化，這不利于EMI濾波器和變換器磁器件的優(yōu)化設(shè)計(jì)。使用相移控制的全橋拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)變換器的恒定頻率運(yùn)行，但是該解決方案需要額外的開(kāi)關(guān)器件和控制電路，這會(huì)增加變換器的成本。另一方面，相移的操作導(dǎo)致方波電壓的諧波含量增加，這降低了變換器的效率。通過(guò)結(jié)合諧振變換器和可控VI的優(yōu)點(diǎn)，在諧振電路中利用可控VI代替諧振電感，調(diào)整諧振腔中諧振電感值的大小，來(lái)控制諧振變換器的輸出電壓，實(shí)現(xiàn)諧振變換器的恒頻運(yùn)行[31]，諸多文獻(xiàn)對(duì)此進(jìn)行了研究。

文獻(xiàn)[32-33]將雙E型可控VI代替DC-DC并聯(lián)諧振變換器中的諧振電感，電路如圖16a）所示，通過(guò)改變電感值控制輸出電壓以實(shí)現(xiàn)恒頻運(yùn)行。文獻(xiàn)[4]探究了基于雙E型可控VI控制的LLC諧振變換器作為電池充電拓?fù)涞目赡苄?，電路如圖16b）所示，通過(guò)控制電感值來(lái)控制恒流或恒壓充電過(guò)程。文獻(xiàn)[34]分析了基于雙E型可控VI控制的LLC諧振電路作為太陽(yáng)能電池板后級(jí)直流變換拓?fù)涞目赡苄?，通過(guò)改變諧振電感值來(lái)調(diào)節(jié)變換器的輸入阻抗，使其與太陽(yáng)能電池板的輸出阻抗匹配，進(jìn)行最大功率點(diǎn)跟蹤。該類(lèi)拓?fù)淇梢栽诤愣ǖ拈_(kāi)關(guān)頻率下運(yùn)行，從而在EMC（電磁兼容性）和高功率密度方面具有優(yōu)勢(shì)。但是由于雙E型電感的電感值變化范圍有限，不能實(shí)現(xiàn)LLC諧振電路的寬增益運(yùn)行。

文獻(xiàn)[35]在LLC諧振變換器中使用雙E型可控VI并將該變換器用于LED驅(qū)動(dòng)，電路如圖16b）所示，但是與之前的變換器不同的是輸出的LED電流作為直流偏置電流流經(jīng)VI的輔助繞組，以影響電感值，直接實(shí)現(xiàn)輸出反饋，不需要額外的控制電路。在額定LED電流下，電感值最小，LED電流減小時(shí)，電感值增加。該變換器采用頻率控制負(fù)載功率，VI的存在使得小范圍的頻率變化就可以得到較寬的調(diào)光范圍。

近年來(lái)，無(wú)線(xiàn)功率傳輸技術(shù)由于其高度的靈活性和用戶(hù)友好度而受到關(guān)注。由于寬氣隙低耦合的變壓器參數(shù)并不固定，會(huì)導(dǎo)致高Q多重諧振變換器無(wú)功循環(huán)電流增加，失去軟開(kāi)關(guān)的工作條件，電路如圖16c）所示。文獻(xiàn)[36]提出線(xiàn)圈與磁芯相對(duì)位移類(lèi)型電感用于該變換器中，通過(guò)改變磁芯和線(xiàn)圈的相對(duì)位置，改變電感值，以減小循環(huán)電流和實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。

高壓電源在某些應(yīng)用中，輸出負(fù)載變化范圍很大。文獻(xiàn)[6]選用LCC諧振變換器作為高壓電源拓?fù)?，并將VI作為諧振電感，電路如圖16d）所示，通過(guò)相移方法控制電源電壓，通過(guò)使用雙E型的可控VI實(shí)現(xiàn)電流相位調(diào)整，保持變換器的最大功率因數(shù)，提高變換器效率。

多重交錯(cuò)諧振電路可以減小電流紋波，適用于低壓高電流應(yīng)用，但是雙重交錯(cuò)的諧振變換器以相同的開(kāi)關(guān)頻率工作時(shí)，對(duì)應(yīng)諧振器件參數(shù)的微小不同會(huì)導(dǎo)致負(fù)載電流失衡，電路如圖16e）所示。文獻(xiàn)[5]利用雙E型的可控VI作為諧振電感，通過(guò)控制電感值達(dá)到負(fù)載均衡，實(shí)現(xiàn)多重交錯(cuò)諧振電路的低紋波輸出電壓和低紋波輸入電流的優(yōu)點(diǎn)。

3.5 LED驅(qū)動(dòng)

LED燈在發(fā)熱時(shí)，其正向電壓會(huì)降低，導(dǎo)致其電流就增大，進(jìn)一步導(dǎo)致發(fā)熱，形成正反饋，因此，必須控制流過(guò)LED的電流來(lái)消除正反饋。此外，LED的發(fā)光強(qiáng)度與其電流成正比，因此保持發(fā)光的均勻性也需要進(jìn)行電流控制。

文獻(xiàn)[37]提出了一種高魯棒性、低成本、多輸出和直流反饋的諧振開(kāi)關(guān)電容拓?fù)洌≧SCT）用于LED驅(qū)動(dòng)，電路如圖17a）所示，通過(guò)控制雙E型可控VI控制LED電流的平均值，以實(shí)現(xiàn)其調(diào)光功能，控制方法簡(jiǎn)單經(jīng)濟(jì)。文獻(xiàn)[38]提出了一種新穎LED驅(qū)動(dòng)拓?fù)?，提出的?qū)動(dòng)僅需要串聯(lián)電感、電容和變壓器作為主要組件，即可從半橋逆變驅(qū)動(dòng)LED，電路如圖17b）所示，并且通過(guò)引入VI作為串聯(lián)電感，可以獨(dú)立于其他參數(shù)來(lái)控制LED電流。文獻(xiàn)[39]介紹了一種用于OLED驅(qū)動(dòng)的單向諧振開(kāi)關(guān)電容升壓變換器，電路如圖17c）所示。該變換器將VI與開(kāi)關(guān)電容串聯(lián)，以控制OLED電流，調(diào)節(jié)亮度。

文獻(xiàn)[40-41]提出多陣列LED電流均衡技術(shù)，電路如圖17d）所示。通過(guò)改變雙E型可控VI的電感值來(lái)控制LED電流，該方法可以獨(dú)立控制每個(gè)LED支路的電流，允許變換器以恒定的頻率和占空比工作。

3.6 其他應(yīng)用場(chǎng)合

3.6.1 不可控整流

不可控整流電路中包含一個(gè)緩沖電容，以減少輸出電壓紋波并增加直流電源的保持時(shí)間，電路如圖18a）所示，但是該電容使交流輸入電流存在高峰值脈沖，使輸入電流波形奇次諧波含量增加，輸入功率因數(shù)較差?？梢酝ㄟ^(guò)添加濾波電感器來(lái)實(shí)現(xiàn)無(wú)源功率因數(shù)校正，但是設(shè)計(jì)濾波器電感須考慮到整個(gè)功率范圍，這將導(dǎo)致濾波電感體積較大。文獻(xiàn)[18]提出了一種斜氣隙不可控VI，其電感值隨電流增加而減小，以較少的諧波含量為代價(jià)，減小了濾波電感的體積。

3.6.2 并網(wǎng)逆變

在微電網(wǎng)和再生能源之間的電壓源逆變器中需使用三相LCL濾波器，電路如圖18b）所示，傳統(tǒng)設(shè)計(jì)中大多采用定值電感，以在額定功率下實(shí)現(xiàn)低電流諧波。但是，由于可再生能源的間歇性，變換器有時(shí)須在輕載條件下運(yùn)行，會(huì)導(dǎo)致濾波器濾波性能變差。文獻(xiàn)[19]提出了一種不可控VI，與額定電流下的電感值相比，低電流下的電感值是額定電流下的3倍，在保持額定負(fù)載下濾波性能的同時(shí)，減少了輕載條件下的電流諧波。

3.6.3 交錯(cuò)升壓直流變換器

文獻(xiàn)[42]提出了一種交錯(cuò)式高增益零電壓開(kāi)關(guān)變換器，電路如圖19所示，推導(dǎo)出的電壓增益比與電路電感值有關(guān)，因此用雙E型可控VI替代該電感，利用VI調(diào)節(jié)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)固定頻率和占空比運(yùn)行，從而在EMC（電磁兼容性）和高功率密度方面具有優(yōu)勢(shì)。

4 結(jié)論

VI因其電感值可調(diào)特性，為變換器的優(yōu)化運(yùn)行帶來(lái)更多的調(diào)控范圍，從而可實(shí)現(xiàn)不同工況下的變換器優(yōu)化運(yùn)行和設(shè)計(jì)。當(dāng)前研究對(duì)VI在不同功率變換場(chǎng)合下的應(yīng)用開(kāi)展了詳細(xì)研究，后續(xù)需要從以下幾個(gè)方面進(jìn)一步提升性能，以滿(mǎn)足實(shí)際應(yīng)用需求：1）圍繞提高控制電路的效率，永磁體和直流繞組混合偏置勵(lì)磁，研究利用超導(dǎo)材料等，降低可控VI控制側(cè)的功率損耗;2）研究磁通正交解耦，降低控制側(cè)與主功率側(cè)的能量耦合，盡量避免或減輕控制側(cè)與主功率側(cè)的能量耦合;3）圍繞著VI磁路結(jié)構(gòu)優(yōu)化，研究利用新型磁材料，拓寬電感值變化范圍;4）結(jié)合VI應(yīng)用的新型功率變換拓?fù)浼捌淇刂撇呗浴?/p>

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收稿日期：2020-06-18

基金項(xiàng)目：河北省高校百名優(yōu)秀創(chuàng)新人才支持計(jì)劃（SLRC2019025）。

第一作者：湯雨（1980—），男，教授，2018040@hebut.edu.cn。